特許ウォッチ

公開番号2025126160
公報種別公開特許公報(A)
公開日2025-08-28
出願番号2025022462
出願日2025-02-14
発明の名称テラヘルツ帯同期検波回路
出願人国立大学法人東京大学
代理人個人,個人,個人,個人
主分類H03D 1/10 20060101AFI20250821BHJP(基本電子回路)
要約【課題】ミキサを1つだけ用いて、距離の変動やLOに含まれるジッタによる検波出力の変動を抑制する広帯域受信機を構成することである。
【解決手段】広帯域受信機において、検波回路は、RF入力とLO入力とIF出力とを有するミキサと、安定した周波数を出力する高周波発振器と、高周波発振器の出力を逓倍して局部発振周波数を生成する逓倍器と、制御電圧によってシフト量を連続的に変化させられる位相シフト回路と、フィードバック機構と、から構成し、高周波発振器と逓倍器との間に位相シフト回路を配置し、検波出力をフィードバックして位相シフト回路に与える電圧を調整することによって、送受信間の距離の変動及び高周波発振器の出力に含まれる位相ノイズの影響を抑制する。
【選択図】図4
特許請求の範囲【請求項１】
ＲＦ入力とＬＯ入力とＩＦ出力を備えたミキサと、
安定した周波数を出力する高周波発振器と、
高周波発振器の出力を逓倍して局部発振周波数を生成する逓倍器と、
制御電圧によってシフト量を連続的に変化させられる位相シフト回路とフィードバック機構とから構成され、前記高周波発振器と前記逓倍器との間に前記位相シフト回路を配置し、検波出力をフィードバックして前記位相シフト回路に与える電圧を調整する機能を有した検波回路。
続きを表示（約 550 文字）【請求項２】
請求項１に記載の検波回路において、前記ミキサの代わりにサブ・ハーモニック・ミキサを用いた検波回路。
【請求項３】
請求項１または請求項２に記載の検波回路において、前記位相シフト回路による位相変化が離散的である検波回路。
【請求項４】
請求項１または請求項２に記載の検波回路において、同期信号などの周期的に繰り返される特徴的なパターンが送受信されているタイミングで、前記位相シフト回路の制御入力にランプ波、正弦波、のこぎり波、階段状波形などのスイープ波形を入力して前記検波出力が最大となる制御電圧を求める手段を有し、同期信号ではない期間には、前記手段で求めた検波出力が最大となる電圧を出力するフィードバック制御機構を有した検波回路。
【請求項５】
請求項１または請求項２に記載の検波回路において、同期信号などの周期的に繰り返される特徴的なパターンが送受信されているタイミングで、前記位相シフト回路の制御入力にランプ波、正弦波、のこぎり波、階段状波形などのスイープ波形を入力して検波出力がゼロになる制御電圧を求める手段を有し、同期信号ではない期間には、前記手段で求めた出力がゼロになる電圧を回避して出力する制御機構を有した検波回路。

発明の詳細な説明【技術分野】
【０００１】
本発明は、主に１００ＧＨｚ以上のテラヘルツ帯無線通信における検波回路の構成方法に関する。
続きを表示（約 3,800 文字）【背景技術】
【０００２】
ディジタル無線において、受信した信号からベースバンド信号を復元するため、ヘテロダイン検波あるいはホモダイン検波といった方法が用いられている。
ヘテロダイン検波とは、第一のミキサで受信した信号の搬送波と異なる周波数の局部発振周波数で混合し、中間周波数に変換してから第二のミキサでベースバンド信号を復調する方法である。近年では中間周波数を低くしたＬｏｗ－ＩＦという方式も注目されている。
ホモダイン検波とは、受信した信号の搬送波と同じ周波数の局部発振周波数をミキサで混合し、中間周波数を経ずに直接ベースバンド信号を復調する方法である。この方法はダイレクトコンバージョン、Ｚｅｒｏ－ＩＦとも呼ばれる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
ホモダイン検波は受信した信号と局部発振信号（ＬＯ）をミキサで混合するが、送受信間のアンテナの距離が変わった場合や、ＬＯの信号にジッタが含まれる場合に、検波出力が変動する。
その理由は、受信信号とＬＯの位相が一致していればミキサ出力はｓｉｎ（ωｔ）×ｓｉｎ（ωｔ）になって時間平均は最大になるが、受信波の位相が９０度ずれるとｓｉｎ（ωｔ）×ｃｏｓ（ωｔ）となって時間平均がゼロになる。位相のずれが０度から９０度の間ではその間で変動するためである（図１）。
波長をλとし、送受信器間の距離の変動をΔｘとすると、アンテナから受信した信号の位相は、２π・Δｘ／λ だけ変動する。すなわち、送受信間の距離が２分の１波長変動するごとに検波出力は最大と最小を繰り返すことになる。信号強度が最小になる距離では検波出力がほぼゼロになり全く受信ができなくなる（図２）。
このため、ホモダイン検波ではＬＯと９０度位相のずれた信号を用いて２つのミキサで検波を行う直交検波が用いるのが普通である（図３）。
しかし、テラヘルツ帯域においてはミキサが非常に高価であるうえに、特性の揃ったミキサを２個用意することが難しい。また、分配器と２つのミキサ間の距離を正確に一致させるために１０マイクロメートル程度の高い機械加工精度も要求される。２つのＬＯ用に正確に９０度位相をずらすことも困難である。
【０００４】
ヘテロダイン検波方式では、テラヘルツ帯で動作する高周波ミキサは一つでよいが、影像妨害（イメージ受信）の問題を避けるためにバンドパスフィルタを用いる必要がある。しかし、テラヘルツ帯フィルタは作成が容易ではなく、受信周波数はフィルタの透過帯域である数ＧＨｚに限定されてしまう。２２０ＧＨｚから３２０ＧＨｚといった広帯域の受信機を構成することができない。
【０００５】
本発明の課題は、ミキサを１つだけ用いて、距離の変動やＬＯに含まれるジッタによる検波出力の変動を抑制することができる広帯域受信機を構成することである。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
高周波発振器と位相シフト回路（移相回路）、周波数逓倍器、高周波ミキサを用意する。（図４）
位相シフト回路とは入力した信号の位相を連続的に変化させることができる回路であり、ここでは印加したアナログ電圧に応じて連続的に変化できるものとする。シフト可能な量は5度程度でよい。
周波数逓倍器はＡＭＣ（ＡｍｐｌｉｆｉｅｒＭｕｌｔｉｐｌｅｘｅｒＣｈａｉｎ）と呼ばれる高周波部品であり、逓倍器と増幅器を１つの筐体に収めた部品である。例えば、１４ＧＨｚ～２０ＧＨｚの高周波をＮ倍して２００ＧＨｚ超の高周波を出力することができる。
高周波ミキサにはハーモニック・ミキサとサブ・ハーモニック・ミキサ（ＳＨＭ）がある。ハーモニック・ミキサはＬＯポートから入力された信号とＲＦ信号を乗算するのに対し、サブ・ハーモニック・ミキサはＬＯポートから入力された信号の２倍の周波数をＲＦ信号と乗算する。いずれのタイプのミキサを使用してもよいが、テラヘルツ波帯ではサブ・ハーモニック・ミキサのほうが使いやすく種類も豊富である。
高周波発振器には周波数が安定していて位相ノイズが極めて少ない信号源が求められる。なぜならば、高周波発振器の出力はＡＭＣでＮ逓倍されてＬＯを生成するが、高周波発振器の出力の位相ノイズ（ジッタ）が含まれていた場合にはジッタもＮ倍されてしまうためである。
本発明の特徴は、高周波発振器のジッタが逓倍によって拡大されてしまうという現象を利用し、極めて安定した周波数源である高周波発振器の出力に、位相シフト回路を挿入して、ＬＯの位相を大きく変動させて補償させる点にある。送受信器間の距離が変動してＲＦの位相が変動した場合に、ＬＯの位相も追従させれば検波出力の低下を防ぐことができる。
なお、送受信データはディジタル通信であるため一定期間ごとに同期信号が含まれる。フィードバック制御回路は、同期信号を受信している間に位相シフト回路に与える電圧をスイープし、最大の検波出力が得られるシフト電圧を求める。最大の検波出力が得られるシフト電圧が求められたら次の同期信号の期間まで位相シフト回路に与える電圧をその電圧で固定する。このように同期信号の期間ごとにＬＯの位相誤差を補正することで、送受信間の距離の変動や、高周波発振器の出力に含まれる位相ノイズの影響を抑制することができる。
【発明の効果】
【０００７】
テラヘルツ帯の検波回路において、送受信間の距離の変動および局部発振器に含まれるジッタによる受信感度の変動を抑制することができる。特性の揃ったミキサを２つ用意する必要がなく、分配器も必要なく、アンテナからミキサまでの配線長の精度およびＡＭＣからＳＨＭまでの距離の精度も要求されない。直交検波ではないため９０度位相器も不要である。ヘテロダイン構成ではないため、イメージ除去のためのバンドパスフィルタも不要で、簡単な構成で広帯域受信器が構成できる。
上記の理由から、テラヘルツ帯の受信回路における大幅な簡略化と低コスト化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
ホモダイン検波がLOの位相に敏感である理由
ホモダイン検波が送受信間の距離に敏感である理由
従来技術によるホモダイン検波回路の構成
本発明の検波回路の構成
本発明の検波回路の構成（代表図面）
ベースバンド信号の復元を周波数軸で見た図
SHMの構造
SHM内のＡＰＤＰの動作と検波動作の詳細
送受信器間の距離を変化させた場合の検波出力の変動
従来技術によるヘテロダイン検波回路の構成
ヘテロダイン検波で影像妨害が起きるしくみ
電圧制御連続位相シフト回路
本発明のフィードバック機構
最適な位相シフト電圧を求める方法
本発明による位相補正の効果
【発明を実施するための形態】
【０００９】
図５を用いて、本発明の構造について説明する。本発明の検波回路は、原発振器１、高周波発生器２、位相シフト回路３、ＡＭＣ４、ＳＨＭ５、およびフィードバック機構６で構成される。
原発振器は１０ＭＨｚの正確な周波数源の発振器であり、高周波発振器のリファレンスクロックである。高周波発生器は１０ＭＨｚのリファレンス入力を１６００逓倍して１６ＧＨｚの高周波信号を生成する。
高周波信号は位相シフト回路に入力され、最大で５度程度シフトされる。位相シフト回路の出力はＡＭＣの入力に接続され、ＡＭＣによって８逓倍されて１２８ＧＨｚの局部発振周波数（ＬＯ）が生成される。
１２８ＧＨｚのＬＯは導波管を通じてＳＨＭ（サブ・ハーモニック・ミキサ）のＬＯ入力に接続される。ＳＨＭはＲＦ入力、ＬＯ入力、ＩＦ出力のポートを持つ高周波部品であって、ＬＯ入力の２倍の周波数とＲＦ入力とを乗算して得られた結果を、低域ろ過フィルタ（ＬＰＦ）を通してＩＦから出力するものである。ＲＦ入力の周波数をＦ
RF
とし、ＬＯ入力の周波数をＦ
LO
とすると、ＩＦの出力周波数はＦ
RF
－２×Ｆ
LO
となる。
【００１０】
例えば、Ｆ
RF
を２５６ＧＨｚのベースバンド信号とし、Ｆ
LO
を１２８ＧＨｚとすると、ＩＦ出力から元のベースバンド信号が復元される。（図６）
フィードバック機構は、高速ＡＤＣと高速ＤＡＣとＦＰＧＡによって構成される。
なお、この例ではＬＯの周波数は計算が容易であるように２５６ＧＨｚとしているが、実際には２２０ＧＨｚ～３２０ＧＨｚの間のいずれの周波数でも同様に動作する。
通常のホモダイン検波回路では、高周波発振器と逓倍器（ＡＭＣ）の間に位相シフト回路は挿入しない。本発明ではここに位相シフト回路を挿入するが、その理由について説明する前に、まずはＳＨＭの動作原理について簡単に説明する。
（【００１１】以降は省略されています）

関連特許