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公開番号2021136842
公報種別公開特許公報(A)
公開日20210913
出願番号2020033855
出願日20200228
発明の名称スイッチング電源装置
出願人新日本無線株式会社
代理人特許業務法人酒井国際特許事務所,個人
主分類H02M 3/28 20060101AFI20210816BHJP(電力の発電,変換,配電)
要約【課題】2次巻線側が軽負荷状態になっても制御回路の電源電圧が低下することを防止する。
【解決手段】制御回路20は、ON期間制御回路21と、OFF期間制御回路22と、ON期間制御回路21から出力するOFFタイミング電圧VoffによってスイッチングトランジスタMN1をOFFさせ、OFF期間制御回路22から出力するONタイミング電圧VonによってスイッチングトランジスタMN1をONさせるSRFF回路とを備える。ON期間制御回路21は、軽負荷の際に、電圧検出回路27で検出した電源検出電圧Vdetが所定値Vaを下回るとき、電源検出電圧Vdetの値が低いほどOFFタイミング信号Voffを早いタイミングで出力する。
【選択図】図1
特許請求の範囲【請求項1】
スイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタに直列接続されたセンス抵抗と、前記スイッチングトランジスタがONすることで入力電圧が印加する1次巻線、負荷が接続される2次巻線及び補助巻線を有するトランスと、前記2次巻線側の出力電圧に応じたホトカプラ電流を生成するホトカプラと、前記補助巻線に発生する電圧を整流平滑した電圧を電源電圧とする制御回路と、前記制御回路は前記センス抵抗に発生するセンス電圧と前記ホトカプラ電流によって前記スイッチングトランジスタのON/OFFを制御するスイッチング電源装置において、
前記制御回路は、前記電源電圧を検出する電圧検出回路と、前記スイッチングトランジスタがONした後に前記スイッチングトランジスタをOFFさせるOFFタイミング信号を、通常負荷の際は前記ホトカプラ電流が大きいほど且つ前記センス電圧が大きいほど早いタイミングで生成するON期間制御回路と、前記スイッチングトランジスタがOFFした後に前記スイッチングトランジスタをONさせるONタイミング信号を、前記ホトカプラ電流が大きいほど遅いタイミングで生成するOFF期間制御回路と、前記ON期間制御回路から出力する前記OFFタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをOFFさせ、前記OFF期間制御回路から出力する前記ONタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをONさせるSRFF回路とを備え、
前記ON期間制御回路は、軽負荷の際に、前記電圧検出回路で検出した電源検出電圧が所定値を下回るとき、該電源検出電圧が低いほど前記OFFタイミング信号を早いタイミングで出力することを特徴とするスイッチング電源装置。
続きを表示(約 430 文字)【請求項2】
請求項1に記載のスイッチング電源装置において、
前記ON期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがONしているときに第2基準電流で充電される第4キャパシタと、該第4キャパシタの充電電圧が第2基準電圧を超えると前記OFFタイミング信号を出力する第2コンパレータとを備え、前記電源検出電圧が前記所定値よりも低いほど前記第2基準電流の値が大きな値に制御されることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項3】
請求項1に記載のスイッチング電源装置において、
前記ON期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがONしているときに第2基準電流で定電流充電される第4キャパシタと、該第4キャパシタの充電電圧が第2基準電圧を超えると前記OFFタイミング信号を出力する第2コンパレータとを備え、前記電源検出電圧が前記所定値よりも低いほど前記第2基準電圧が低い値に制御されることを特徴とするスイッチング電源装置。

発明の詳細な説明【技術分野】
【0001】
本発明は、トランスとホトカプラを使用したDC/DCコンバータとして機能するスイッチング電源装置に関する。
続きを表示(約 6,600 文字)【背景技術】
【0002】
図8にこの種の従来のスイッチング電源装置の回路を示す(例えば特許文献1)。このスイッチング電源回路は、NMOSのスイッチングトランジスタMN1のON/OFFを制御するための制御回路20Aを備え、この制御回路20AのRSFF回路23から出力する駆動電圧Vdrvが“H”になると駆動回路24から出力するゲート電圧Vgが“H”になって、MNOSのスイッチングトランジスタMN1がONし、トランス10の1次巻線L1に入力電圧Vinによる電流が流れる。このとき、トランス10の2次巻線L2に発生する起電力は逆極性となるのでダイオードD1に阻止されて電流は流れないが、補助巻線L3は電圧Vriseが正電圧で発生する。
【0003】
スイッチングトランジスタMN1がONしているときは、ON期間制御回路21Aから出力するOFFタイミング電圧Voffは“L”となっているが、センス抵抗Rsに流れる電流が順次大きくなってその電圧Vsがある基準値を超えると、そのOFFタイミング電圧Voffが“H”に切り替わる。これにより、RSFF回路23がリセットされて、そこから出力する駆動電圧Vdrvが“L”となり、ゲート電圧Vgも“L”となって、スイッチングトランジスタMN1がOFFする。このとき、トランス10の2次巻線L2に生じる起電力が正極性となって、ダイオードD1がONしてキャパシタC2に電荷が蓄積される。このキャパシタC2の電圧が出力電圧Voutとなって、図示しない負荷に供給される。
【0004】
ON期間制御回路21AのOFFタイミング電圧Voffが“H”になるタイミングは、センス抵抗Rsに発生する電圧Vsが大きいほど(つまり入力電力が大きいほど)、且つ出力電圧Vutを検出するホトカプラ40のホトカプラ電流Ipcが大きいほど(つまり出力電圧Vout高いほど)、早くなる。
【0005】
スイッチングトランジスタMN1がOFFすると、キャパシタC5が電流源IB1の電流Iref1によって充電され、その充電電圧Vc5がある基準値を超えると、OFF期間制御回路22Aから出力するONタイミング電圧Vonが“H”に切り替わる。これにより、RSFF回路23がセットされて、駆動電圧Vdrvが“H”となり、ゲート電圧もVgも“H”となって、スイッチングトランジスタMN1がONする。
【0006】
OFF期間制御回路22AのONタイミング電圧Vonが“H”になるタイミングは、ホトカプラ電流Ipcが大きいほど(つまり出力電圧Voutが高いほど)、遅くなる。
【0007】
反転検出回路26は補助巻線L3の電圧Vriseが負→正に反転する時点で発生するパルス電圧VpをOFF期間制御回路22Aに出力する。OFF期間制御回路22Aではこのパルス電圧Vpを入力することにより、ONタイミング電圧Vonが“H”になるタイミング、つまりスイッチングトランジスタMN1がONするタイミングが、補助巻線L3に電流が流れていないタイミング、つまり2次巻線L2に電流が流れていないタイミングに合うように、リタイミングを行う。
【0008】
出力電圧検出回路30は出力電圧Voutを検出し、その出力電圧Voutに比例した電流をホトカプラ40のホトダイオードPDに流す。よって、ホトカプラ40のホトトランジスタPTのホトカプラ電流Ipcは出力電圧Voutに比例した電流となる。
【0009】
また、電流源IB1用の電圧Vreg1は、電源電圧VDDを入力して安定化する電圧生成回路28で生成している。駆動回路24用の電圧Vreg2(>Vreg1)は電源電圧VDDを入力して安定化する電圧生成回路29で生成している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0010】
特開2019−022398号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0011】
ところで、図8のスイッチング電源装置では、例えば2次巻線L2側の負荷が通常負荷(重負荷)から無負荷を含む軽負荷の状態に変化すると、出力電圧Voutが上昇してホトカプラ電流Ipcが増大する。このため、ON期間制御回路21Aから出力するOFFタイミング電圧Voffの出力タイミングが早くなり、スイッチングトランジスタMN1のON期間が短くなる。また、OFF期間制御回路22Aから出力するONタイミング電圧Vonの出力タイミングが遅くなり、スイッチングトランジスタMN1のOFF期間が長くなる。また、補助巻線L3に接続するダイオードD2とキャパシタC3の整流回路において、ダイオードD2の導通はトランジスタMN1と同じON期間とOFF期間となる。よって、電圧VriseをダイオードD2とキャパシタC3で整流平滑して生成される制御回路20Aの電源電圧VDDが低下する。無負荷ではさらに出力電圧Voutの低下が緩やかであり、この傾向が長く続く。特に、キャパシタC3の容量が小さいときは、電源電圧VDDの低下傾向は著しくなる。
【0012】
したがって、この電源電圧VDDを使用して生成される駆動回路24の電源電圧Vreg2が必要十分な電圧とならず、スイッチングトランジスタMN1を正常に駆動できなくなるという問題が起こる。また、制御回路20Aに電源電圧VDDの低電圧検出回路が装備されているときは、低電圧検出によって制御回路20A自体の動作が停止してしまう。
【0013】
本発明の目的は、2次巻線側が無負荷を含む軽負荷の状態になっても制御回路の電源電圧が低下することを防止したスイッチング電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【0014】
上記目的を達成するために、請求項1にかかる発明は、スイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタに直列接続されたセンス抵抗と、前記スイッチングトランジスタがONすることで入力電圧が印加する1次巻線、負荷が接続される2次巻線及び補助巻線を有するトランスと、前記2次巻線側の出力電圧に応じたホトカプラ電流を生成するホトカプラと、前記補助巻線に発生する電圧を整流平滑した電圧を電源電圧とする制御回路と、前記制御回路は前記センス抵抗に発生するセンス電圧と前記ホトカプラ電流によって前記スイッチングトランジスタのON/OFFを制御するスイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記電源電圧を検出する電圧検出回路と、前記スイッチングトランジスタがONした後に前記スイッチングトランジスタをOFFさせるOFFタイミング信号を、通常負荷の際は前記ホトカプラ電流が大きいほど且つ前記センス電圧が大きいほど早いタイミングで生成するON期間制御回路と、前記スイッチングトランジスタがOFFした後に前記スイッチングトランジスタをONさせるONタイミング信号を、前記ホトカプラ電流が大きいほど遅いタイミングで生成するOFF期間制御回路と、前記ON期間制御回路から出力する前記OFFタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをOFFさせ、前記OFF期間制御回路から出力する前記ONタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをONさせるSRFF回路とを備え、前記ON期間制御回路は、軽負荷の際に、前記電圧検出回路で検出した電源検出電圧が所定値を下回るとき、該電源検出電圧が低いほど前記OFFタイミング信号を早いタイミングで出力することを特徴とする。
【0015】
請求項2にかかる発明は、請求項1に記載のスイッチング電源装置において、前記ON期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがONしているときに第2基準電流で充電される第4キャパシタと、該第4キャパシタの充電電圧が第2基準電圧を超えると前記OFFタイミング信号を出力する第2コンパレータとを備え、前記電源検出電圧が前記所定値よりも低いほど前記第2基準電流の値が大きな値に制御されることを特徴とする。
【0016】
請求項3にかかる発明は、請求項1に記載のスイッチング電源装置において、前記ON期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがONしているときに第2基準電流で定電流充電される第4キャパシタと、該第4キャパシタの充電電圧が第2基準電圧を超えると前記OFFタイミング信号を出力する第2コンパレータとを備え、前記電源検出電圧が前記所定値よりも低いほど前記第2基準電圧が低い値に制御されることを特徴とする。
【発明の効果】
【0017】
本発明によれば、負荷が通常負荷(重負荷)から軽負荷に変化して出力電圧が高くなりスイッチングトランジスタのスイッチング周期が長くなって制御回路に供給される電源電圧が低下すると、スイッチングトランジスタのON期間が短くなり、これによりOFF期間も短くなって、スイッチング周期が短くなる。よって、スイッチング回数が多くなり、制御回路に供給される電源電圧が必要十分な値に保持され、軽負荷状態でのスイッチング周期長期化による制御回路の動作不能状態が発生することを回避できる。
【図面の簡単な説明】
【0018】
本発明の実施例のスイッチング電源装置のブロック図である。
図1のスイッチング電源装置のON期間制御回路の回路図である。
図1のスイッチング電源装置のOFF期間制御回路の回路図である。
図1のスイッチング電源装置の反転検出回路の回路図である。
図1のスイッチング電源装置のタイムアウト回路の回路図である。
図1のスイッチング電源装置の無負荷状態での動作波形図である。
別の実施例のON期間制御回路の回路図である。
従来のスイッチング電源装置のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【0019】
図1に本発明の実施例のスイッチング電源装置の構成を示す。10は1次巻線L1、2次巻線L2、補助巻線L3を有するトランスである。1次巻線L1には、入力直流電圧VinがキャパシタC1で安定化されて入力し、その1次巻線L1に直列接続されたNMOSのスイッチングトランジスタMN1のON/OFF動作により生じる電磁エネルギーを、2次巻線L2と補助巻線L3に伝える。2次巻線L2には、ダイオードD1とキャパシタC2により整流平滑回路が構成され、そのキャパシタC2の電圧が出力電圧Voutとなる。補助巻線L3には、ダイオードD2とキャパシタC3により整流平滑回路が構成され、その整流平滑回路で電源電圧VDDが生成されている。
【0020】
20はスイッチングトランジスタMN1のON/OFFを制御する制御回路であり、上記の電源電圧VDDにより動作する。制御回路20において、21はスイッチングトランジスタMN1がONを継続している時間を制御してOFFタイミング電圧Voffを出力するON期間制御回路、22はスイッチングトランジスタMN1がOFFを継続している時間を制御してONタイミング電圧Vonを出力するOFF期間制御回路である。ON期間制御回路21は外付けのキャパシタC4を備える。OFF期間制御回路22は外付けのキャパシタC5を備える。
【0021】
23はSRFF回路であり、ON期間制御回路21から出力するOFFタイミング電圧Voffが“H”になることによりリセットされて、Q端子から出力する駆動電圧Vdrvを“L”にする。また、OFF期間制御回路22から出力するONタイミング電圧Vonが“H”になることによりセットされて、Q端子から出力する駆動電圧Vdrvを“H”にする。
【0022】
24はSRFF回路23のQ端子から出力する駆動電圧Vdrvを入力してスイッチングトランジスタMN1をON/OFFするゲート電圧Vgを生成する駆動回路であり、駆動電圧Vdrvが“H”のときゲート電圧Vgを“H”にして、スイッチングトランジスタMN1をONにさせ、駆動電圧Vdrvが“L”のときゲート電圧Vgを“L”にして、スイッチングトランジスタMN1をOFFにする。
【0023】
25はタイムアウト回路であり、SRFF回路23から出力する駆動電圧VdrvとON期間制御回路21から出力するOFFタイミング電圧Voffを取り込んで、OFFタイミング電圧Voffが発生してから駆動電圧Vdrvが“H”になるまでの時間(つまり、スイッチングトランジスタMN1のOFF期間)が所定時間Taを超えているとき、モード電圧Vmodeを無負荷を含む“軽負荷”を示す“H”に設定し、所定時間Taを超えるまでは、モード電圧Vmodeを“通常負荷”を示す“L”に設定して、ON期間制御回路21とOFF期間制御回路22に出力する。
【0024】
26は反転検出回路であり、補助巻線L3に発生する脈流電圧Vriseを抵抗R1を介して取り込んで、波形整形したパルス電圧Vpを生成し、OFF期間制御回路22に出力する。
【0025】
27は電圧検出回路であり、制御回路20に入力する電源電圧VDDを取り込んで、その電源電圧VDDが一定値Vaを下回ると、電源検出電圧Vdetを出力する。この電源検出電圧Vdetは電源電圧VDDの低下に連動した値であり、つまり電源電圧VDDが低くなるにつれて低くなる値として出力する。
【0026】
28は電源電圧VDDを取り込んで制御回路20の内部の各回路に供給する安定化電圧Vreg1を生成する電圧生成回路、29は電源電圧VDDを取り込んで制御回路20の駆動回路24に供給する安定化高電圧Vreg2(>Vreg1)を生成する電圧生成回路である。
【0027】
30は出力電圧Voutを検出する出力電圧検出回路であり、目標電圧との差分に応じた電流がホトカプラ40のホトダイオードPDに供給される。ホトダイオードPDと光学的に結合されたホトトランジスタPTは、ホトダイオードPDの発光量、つまり出力電圧Voutが目標電圧より高いほど大きなホトカプラ電流Ipcを生成して、制御回路20のON期間制御回路21とOFF期間制御回路22から引き抜く。
【0028】
図2にON期間制御回路21の詳細図を示す。ON期間制御回路21は、OFFタイミング電圧Voff1を出力するON期間第1制御回路211と、OFFタイミング電圧Voff2を出力するON期間第2制御回路212と、モード電圧Vmodeが“L”(通常負荷)のときOFFタイミング電圧Voff1を選択し、モード電圧Vmodeが“H”(軽負荷)のときOFFタイミング電圧Voff2を選択する選択回路213とを備える。
【0029】
ON期間第1制御回路211は、基準電圧Vref1の電圧源VB1と、バッファBF1と、抵抗R2と、駆動電圧Vdrvが“H”のときONするスイッチSW1と、センス電圧Vsを入力するバッファBF2と、抵抗R2とスイッチングSW1の共通点の電圧Vr2とセンス電圧Vsを比較するコンパレータCP1とを備える。
【0030】
そして、電圧Vr2は、スイッチングトランジスタMN1がOFFしているときには、スイッチSW1がOFFしていることにより、基準電圧Vref1となる。しかし、スイッチングトランジスタMN1がONすると、スイッチSW1がONすることによって、ホトカプラ電流Ipcが抵抗R2に流れるので、抵抗R2には「R2×Ipc」の電圧降下が生じて、電圧Vr2は以下のようになる。
Vr2=Vref1−R2×Ipc ・・・(1)
(【0031】以降は省略されています)

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