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公開番号2021073833
公報種別公開特許公報(A)
公開日20210513
出願番号2018207413
出願日20181102
発明の名称インバータ駆動法
出願人個人
代理人
主分類H02M 7/48 20070101AFI20210416BHJP(電力の発電,変換,配電)
要約【課題】熱発生及び電力損失を低減可能な3相PWMインバータ駆動法を提供する。
【解決手段】レグ1Uは、U相電圧VU1を相コイル3Uに印加する。レグ2Uは、U相電圧VU2を相コイル3Uに印加する。これにより、U相電圧VU(=VU1-VU2)が相コイル3Uに印加される。レグ1Vは、V相電圧VV1を相コイル3Vに印加する。レグ2Vは、U相電圧VV2を相コイル3Vに印加する。これにより、V相電圧VV(=VV1-VV2)が相コイル3Vに印加される。レグ1Wは、W相電圧VW1を相コイル3Wに印加する。レグ2Wは、W相電圧VW2を相コイル3Wに印加する。これにより、W相電圧VW(=VW1-VW2)が相コイル3Wに印加される。3つの相電圧(VU、VV、及びVW)の間の位相差は電気角120度である。
【選択図】図1
特許請求の範囲【請求項1】
直流電源から電気負荷へ電源電流を供給するための電流供給期間及び前記電気負荷にフリーホィーリング電流を供給するためのフリーホィーリング期間からなる各PWMサイクル期間毎に3相インバータをパルス幅変調(PWM)法により制御するインバータ駆動方法において、
前記3相インバータは、3つの独立単相電気負荷に別々に接続される3つのHブリッジからなり、
前記各Hブリッジは、前記PWMサイクル期間にてスイッチングされるPWMレグ及び前記PWMサイクル期間にて定電圧を出力する固定電位レグからなり、
前記PWMレグ及び前記固定電位レグは、電気角180度毎に交代されることを特徴とするインバータ駆動方法。
続きを表示(約 2,300 文字)【請求項2】
前記3つのHブリッジの前記電流供給期間は、前記電源電流が所定値未満である運転条件下において互いにオーバーラップしない請求項1記載のインバータ駆動方法。
【請求項3】
前記3つのHブリッジの相対的に短い2つの前記電流供給期間は、前記電源電流が所定値を超える運転条件下において優先的にオーバーラップする請求項1記載のインバータ駆動方法。
【請求項4】
前記3相インバータは、+電源線及び-電源線を通じて前記直流電源に接続され、
前記2つの電源線は、2つの導体管により別々に被覆され、
前記2つの導体管の各電源側端部は、第1の渡り線で接続され、
前記2つの導体管のインバータ側端部は、第2の渡り線で接続される請求項1記載のインバータ駆動法。
【請求項5】
前記3相インバータは、6本のモータケーブルを通じて前記3つの独立単相電気負荷としてのモータのステータコイルに接続され、
前記各モータケーブルは、各導体管により別々に被覆され、
前記各導体管のインバータ側端部は、第1の渡り線で接続され、
前記各導体管のモータ側端部は、第2の渡り線で接続される請求項1記載のインバータ駆動法。
【請求項6】
前記固定電位レグは、常にオンされる上アームスイッチをもつ請求項1記載のインバータ駆動方法。
【請求項7】
前記固定電位レグの前記上アームスイッチは、前記フリーホィーリング期間又はその直後に、前記PWMレグ及び前記固定電位レグの前記交代のためのオフ動作を実行する請求項6記載のインバータ駆動方法。
【請求項8】
前記Hブリッジは、+電源線を通じて前記直流電源の正極に接続される+バスバーを挟む2つの前記上アームスイッチをもち、
前記フリーホィーリング電流は、前記+バスバー及び前記2つの上アームスイッチを通じて流れる請求項6記載のインバータ駆動方法。
【請求項9】
前記3つのHブリッジは、主3相インバータ及び副3相インバータを形成し、
前記副3相インバータの3つの交流端子は、短絡スイッチにより互いに短絡可能であり、
前記副3相インバータは、前記短絡スイッチがオンされるスターモードにおいて停止され、
前記短絡スイッチは、前記3つのHブリッジの前記フリーホィーリング期間においてスイッチされる請求項6記載のインバータ駆動方法。
【請求項10】
前記主3相インバータは、前記スターモードにおいて2つの前記PWMレグ及び1つの前記固定電位レグからなり、
前記固定電位レグ及び前記PWMレグは、電気角120度毎に交代される請求項9記載のインバータ駆動方法。
【請求項11】
前記3相インバータは、前記スターモードにおいて、6個の主電圧ベクトルと、6個の副電圧ベクトルと、1つのゼロベクトル(111)とを用いることにより、前記主電圧ベクトル及び前記副電圧ベクトルのベクトル和に相当する合成電圧ベクトルを形成し、
前記主電圧ベクトルは、前記PWMサイクル期間内に形成される第1の前記電流供給期間に相当し、
前記副電圧ベクトルは、前記PWMサイクル期間内に形成される第2の前記電流供給期間に相当し、
前記ゼロベクトル(111)は、前記PWMサイクル期間内に形成される前記フリーホィーリング期間に相当し、
前記主3相インバータの3つのレグのうちの1つは、前記第2の電流供給期間において前記電源電流の供給を停止する休止レグである請求項9記載のインバータ駆動方法。
【請求項12】
直流電源から電気負荷へ電源電流を供給するための電流供給期間及び前記電気負荷にフリーホィーリング電流を供給するためのフリーホィーリング期間からなる各PWMサイクル期間毎に3相インバータをパルス幅変調(PWM)法により制御するインバータ駆動方法において、
前記3相インバータは、6個の主電圧ベクトルと、6個の副電圧ベクトルと、1つのゼロベクトル(111)とを用いることにより、前記主電圧ベクトル及び前記副電圧ベクトルのベクトル和に相当する合成電圧ベクトルを形成し、
前記主電圧ベクトルは、前記PWMサイクル期間内に形成される第1の前記電流供給期間に相当し、
前記副電圧ベクトルは、前記PWMサイクル期間内に形成される第2の前記電流供給期間に相当し、
前記ゼロベクトル(111)は、前記PWMサイクル期間内に形成される前記フリーホィーリング期間に相当し、
前記3つのレグのうちの1つは、前記第2の電流供給期間において前記電源電流の供給を停止する休止レグであることをインバータ駆動方法。
【請求項13】
直流電源から電気負荷へ電源電流を供給するための電流供給期間及び前記電気負荷にフリーホィーリング電流を供給するためのフリーホィーリング期間からなる各PWMサイクル期間毎に3相インバータをパルス幅変調(PWM)法により制御するインバータ駆動方法において、
前記3相インバータは、3つの独立単相電気負荷に別々に接続される3つのHブリッジからなり、
前記各Hブリッジは、前記PWMサイクル期間にてスイッチングされるPWMレグ及び前記PWMサイクル期間にて定電圧を出力する固定電位レグからなり、
前記3つのHブリッジの前記電流供給期間は、前記電源電流が所定値未満である運転条件下において互いにオーバーラップしないことを特徴とするインバータ駆動方法。

発明の詳細な説明【技術分野】
【0001】
本発明は、インバータ駆動法に関し、特に可変速モータを駆動するための3相インバータのパルス幅変調法に関する。
続きを表示(約 6,400 文字)【背景技術】
【0002】
可変速モータ用途及びパワーコンディショナー用途のような大電力用途において、3相正弦波電流を供給可能なパルス幅変調(PWM)3相インバータを採用するのが一般的である。3つのレグからなる3相PWMインバータはシングルインバータと呼ばれる。3つのHブリッジをもつ3相PWMインバータはデュアルインバータと呼ばれる。モータ用途において、シングルインバータは一般的に星形接続3相コイルに接続され、デュアルインバータの2つの3相インバータはオープンエンド3相コイル(ダブルエンデッド3相コイル)に接続される。電圧型インバータの各レグは、直列接続された上アームスイッチおよび下アームスイッチからなる。各アームスイッチは、トランジスタと逆並列ダイオードとをもつ。
【0003】
パルス幅変調法により制御される3相インバータの各レグは、それぞれキャリヤ信号の1周期に相当する各PWMサイクル期間毎に制御される。各PWMサイクル期間は、パルス状の電源電流が直流電源と電気負荷との間を流れる電流供給期間をもつ。電流供給期間は主電圧ベクトルと呼ばれる。電流供給期間以外のPWMサイクル期間はフリーホィーリング期間と呼ばれる。フリーホィーリング期間はゼロベクトルと呼ばれる。ほぼ正弦波波形電圧に相当する回転合成電圧ベクトルは、6個の主電圧ベクトル及び2個のゼロベクトルを用いて形成される。この合成電圧ベクトルは、互いに隣接する2つの主電圧ベクトルのベクトル和に相当する。したがって、各PWMサイクル期間は、2種類の電流供給期間を含む。
【0004】
特許文献1は、6個の主電圧ベクトルと6個の副電圧ベクトルとを用いて合成電圧ベクトルを形成する矩形波パルス幅変調を記載する。この矩形波パルス幅変調によれば、各PWMサイクル期間は、1つの主電圧ベクトル及び1つの副電圧ベクトルのどちらか1つだけを含む。言い換えれば、各PWMサイクル期間は、1種類の電流供給期間だけを含む。副電圧ベクトルは、星形3相コイルの2つの相コイルにだけ電源電圧を印加する。したがって、電源電流は残りの1つのレグに供給されない。
【0005】
特許文献2は、短絡回路を含むデュアルインバータを用いるモータの巻数切替技術を記載する。デュアルインバータは、それぞれPWM制御される2つの3相インバータからなる。1つの3相インバータの3つの交流出力端子は短絡回路により短絡される。これにより、ステータコイルの巻数が切替えられる。
【0006】
特許文献3は、ダブルエンデッド3相コイルに接続されるデュアル3相インバータを記載する。デュアル3相インバータは、3つのHブリッジからなる。互いに逆動作する2つの3相インバータからなるこのデュアル3相インバータは、パルス幅変調モード及びパルス駆動モードをもつ。パルス幅変調モードにおいて、2つの3相インバータは、PWMモードにおいて互いに反対のパルス幅変調3相電圧を出力する。パルス駆動モードにおいて、2つの3相インバータは、互いに反対波形の矩形波電圧を出力する。言い換えれば、Hブリッジの2つのレグは、パルス幅変調モードにおいてそれぞれPWMレグとなり、パルス駆動モードにおいて、それぞれ固定電位レグとなる。
【0007】
特許文献4は、2個のモータを別々に駆動する第1、第2のシングル3相インバータを提案する。第1のインバータは第1キャリア信号でPWM制御され、第2のインバータは第2キャリア信号でPWM制御される。第1キャリア信号は、第2キャリア信号から半周期シフトしている。これにより、直流電源が第1のインバータへ供給するパルス状の電源電流が、直流電源が第2のインバータへ供給するパルス状の電源電流とオーバーラップしないケースが生じる。
【0008】
特許文献1の問題が説明される。特許文献1は、主電圧ベクトル及び副電圧ベクトルのどちらだけを用いて合成電圧ベクトルを形成する。このため、モータの振動、騒音、及び鉄損が増加する。言い換えれば、特許文献1は、主電圧ベクトル相当電流供給期間と、副電圧ベクトル相当電流供給期間とを1つのPWMサイクル期間内に配置しないため、合成電圧ベクトルは円滑に回転することができない。
【0009】
特許文献2の問題が説明される。3つのHブリッジはそれぞれ、互いに異なる独立の単相電気負荷をPWM制御する。各Hブリッジはそれぞれ、第1PWMレグ及び第2PWMレグからなる。Hブリッジは、4つの出力状態(00、01、10、及び11)をもつ。出力状態(00)及び(11)は、ゼロベクトルに相当するフリーホィーリング期間である。出力状態(01)は、第1PWMレグから第2PWMレグへ電源電流を供給する電流供給期間に相当する。出力状態(10)は、第2PWMレグから第1PWMレグへ電源電流を供給する電流供給期間である。
【0010】
したがって、各PWMサイクル期間は、互いに反対の方向へ電源電流を供給するための2つの電流供給期間(01、10)の両方を含む。実質的な電流供給期間は、第1電流供給期間と第2電流供給期間との差値となり、デユーティ比は、差値/PWMサイクル期間に等しくなる。結局、電圧印加方向が互いに反対である2つの電流供給期間が各PWMサイクル期間内に形成される結果、電流及び電圧のリップルが増加する。この問題は、逆電圧印加問題と呼ばれる。
【0011】
特許文献3の問題が説明される。特許文献3は、1つのPWMレグ及び1つの固定電位レグによりHブリッジを形成し、固定電位レグを電気角180度毎に切り替えることを全く記載していない。
【0012】
特許文献4の問題が説明される。直流電源が1つの3相モータに供給するパルス状の電源電流の振幅を低減することは、特許文献4にとって不可能である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0013】
特許第4053968号公報
特許第4906836号公報
特開2006-149145号公報
特許第6184712号公報
【発明の概要】
【0014】
本発明の一つの目的は、熱発生及び電力損失を低減可能な3相PWMインバータ駆動法を提供することである。
【0015】
本発明の第1の様相によれば、デュアル3相PWMインバータの3つのHブリッジはそれぞれ、1つのPWMレグ及び1つの固定電位レグからなる。固定電位レグの上アームスイッチ及び下アームスイッチのどちらか1つは常にオンされる。固定電位レグは、電気角180度毎に切り替えられる。言い換えれば、各Hブリッジの半分のレグはPWMスイッチングされない。その結果、このデュアル3相インバータは、Hブリッジが2つのPWMレグからなる従来のデュアル3相インバータと比べて、半分のスイッチング損失を実現することができる。さらに、このデュアルインバータは、既述された逆電圧印加問題を発生しない。
【0016】
なお、2つの3相インバータを必要とするデュアル3相インバータは、製造コストの増加が心配される。しかし、デュアル3相インバータはシングル3相インバータと比べてほぼ2倍の電圧利用率をもつことができる。したがって、デュアル3相インバータは、従来のシングル3相インバータとトータル的に等しいトータル半導体チップ面積をもつことができる。
【0017】
第1の態様によれば、3つのHブリッジの電流供給期間は、できるだけオーバーラップしないように共通のPWMサイクル期間内に配置される。これにより、直流電源の電力損失を低減することができる。この態様は、従来のデュアル3相インバータにも適用することができる。
【0018】
第2の態様によれば、3つのHブリッジの相対的に短い2つの電流供給期間は優先的にオーバーラップされる。電流供給期間の長さは電流振幅にほぼ比例する。したがって、電流供給期間のオーバーラップによる固定電位レグの上アームスイッチ及び直流電源の電力損失の増加を抑制することができる。この態様は、従来のデュアル3相インバータにも適用することができる。
【0019】
第3の態様によれば、発電電流を直流電源に供給する1つのHブリッジの電流供給期間は、モータ駆動電流を誘導性単相電気負荷に供給するもう1つのHブリッジの電流供給期間とオーバーラップされる。これにより、直流電源がインバータへ供給する電源電流の振幅値を低減することができる。その結果、直流電源の電力損失を低減することができる。この態様は、従来のデュアル3相インバータにも適用することができる。
【0020】
第4の態様によれば、直流電源及びインバータを接続する一対の電源線はそれぞれ、金属管により個別に被覆される。さらに、2つの金属管の各一端部は第1の渡り線で接続され、2つの金属管の各他端部は第2の渡り線で接続される。これにより、電源線のサージ電圧を低減することができる。この態様は、従来のインバータにも適用することができる。
【0021】
第5の態様によれば、インバータ及びモータのステータコイルを接続する3本以上のモータケーブルはそれぞれ、金属管により個別に被覆される。さらに、各金属管の一端部は第1の渡り線で接続され、各金属管の他端部は第2の渡り線で接続される。これにより、モータ-ケーブルのサージ電圧を低減することができる。この態様は、従来のインバータにも適用することができる。
【0022】
第6の態様によれば、固定電位レグは常にオンされる上アームスイッチをもつ。電源電流はPWMレグの下アームスイッチのスイッチングにより制御される。したがって、PWMレグの下アームスイッチのオフにより電源電流が減少する時、固定電位レグの上アームスイッチがオンしている。その結果、上アームスイッチに接続される+電源線に誘導される電圧が低減される。固定電位レグの上アームスイッチが常にオンしているこの3相インバータは、上アーム導通式3相インバータと呼ばれる。
【0023】
第7の態様によれば、固定電位レグの切替えのために実行される固定電位レグの上アームスイッチのオフ動作は、フリーホィーリング期間の直後に実行される。言い換えれば、固定電位レグの上アームスイッチは、固定電位レグの切替のために、電源電流ではなく、フリーホィーリング電流を遮断する。フリーホィーリング電流は、Hブリッジの2つの上アームスイッチを接続する+バスバーを通じて流れる。電源電流が流れる+電源線と比べて遙かに短いこの+バスバーは低いインダクタンス値をもつ。結局、固定電位レグの切替のための上アームスイッチのオフにより生じる電圧を大幅に低減することができる。
【0024】
電圧がさらに説明される。+電源線のサージ電圧である電圧の低減は、インバータの半導体素子や平滑キャパシタの耐圧低減を実現する。その結果、製造コスト及び抵抗損失を低減することができる。+電源線の電圧は、外部サージ電圧と内部サージ電圧とに分類される。外部サージ電圧は、直流電源及びインバータを接続する+電源線のインダクタンスを流れる電源電流の急激な減少により発生する。内部サージ電圧は、インバータの各上アームスイッチを接続する+バスバーを流れるフリーホィーリング電流の急激な減少により発生する。結局、固定電位レグの上アームスイッチのオフ動作をフリーホィーリング期間に実行することにより、高い外部サージ電圧の代わりに低い内部サージ電圧を発生することができる。
【0025】
第8の態様によれば、Hブリッジの2つの上アームスイッチは+バスバーを挟む。これにより、2つの上アームスイッチ間を流れる+バスバーのインダクタンスを大幅に低減でき、内部サージ電圧を低減することができる。
【0026】
第9の態様によれば、デュアル3相インバータの3つのHブリッジが形成する2つの3相インバータのどちらかは、短絡スイッチにより短絡される3つの交流端子をもつ。このデュアル3相インバータは、短絡スイッチがオンされる時にシングル3相インバータとして動作する。このモードは、スターモードと呼ばれる。このスターモードによれば、3つの独立単相コイルは、星形接続3相コイルを形成する。特に、短絡スイッチのスイッチング動作は、3つのHブリッジのフリーホィーリング期間において実行される。これにより、短絡スイッチのスイッチングによる電源電流の急変を回避することができる。
【0027】
第10の態様によれば、スターモードにおいて、シングル3相インバータの3つのレグは、電気角120度毎に交代される1つの固定電位レグ及び2つのPWMレグからなる。固定電位レグは電気角120度毎に切り替えられる。この公知のパルス幅変調は、上アーム導通式2相変調と呼ばれる。この上アーム導通式2相変調によれば、3相インバータのスイッチング損失が2/3となる。さらに、電源電流が固定電位レグの切替により変化しないので、+電源線が発生する電圧を抑制することができる。
【0028】
しかし、この上アーム導通式2相変調の問題は、固定電位レグを替えるために、固定電位レグの上アームスイッチがオフされる時、高い電圧が発生する可能性が生じることである。しかし、この態様では、固定電位レグを替えるための上アームスイッチのオフ動作がフリーホィーリング期間に実行されるため、外部サージ電圧と比べて格段に低い内部サージ電圧を誘導することができる。その結果、上アーム導通式2相変調において、電圧を大幅に低減することができる。なお、固定電位レグの切替をフリーホィーリング期間に実行すること上アーム導通式2相変調は、スターモードを実行するデュアル3相インバータだけでなく、従来のシングル3相インバータにも適用することができる。
【0029】
第11の態様によれば、スターモードにおいて、13ベクトル式空間ベクトルパルス幅変調法(13ベクトル式SVPWM)が実行される。この13ベクトル式SVPWMは、6個の主電圧ベクトルと、6個の副電圧ベクトルと、1つのゼロベクトル(111)とを用いる。回転する合成電圧ベクトルは、隣接する1つの主電圧ベクトル及び1つの副電圧ベクトルのベクトル和に相当する。したがって、各PWMサイクル期間内に、主電圧ベクトルに相当する第1電流供給期間と、副電圧ベクトルに相当する第2電流供給期間とが配置される。
【0030】
この13ベクトル式空間ベクトルパルス幅変調法によれば、インバータ及び及びモータの電力損失を低減することができる。さらに、この13ベクトル式空間ベクトルパルス幅変調法は、インバータのスイッチング回数を減らすことができる。なお、この13ベクトル式空間ベクトルパルス幅変調法は、従来のシングル3相インバータにも適用することができる。
【図面の簡単な説明】
(【0031】以降は省略されています)

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