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公開番号2021069242
公報種別公開特許公報(A)
公開日20210430
出願番号2019194845
出願日20191028
発明の名称電力変換装置
出願人三菱電機株式会社
代理人特許業務法人ぱるも特許事務所
主分類H02M 3/28 20060101AFI20210402BHJP(電力の発電,変換,配電)
要約【課題】いかなるインピーダンス成分を含む負荷に接続された場合でも出力のリプル電流を閾値以下に抑制して安定化することが可能な電力変換装置を提供する。
【解決手段】AC/DCコンバータ部100、平滑用コンデンサ2、およびDC/DCコンバータ部200を備えるとともに、DC/DCコンバータ部200から負荷3への出力電流を検出する出力電流検出器23および比例積分制御により出力電流が目標電流に追従するようにDC/DCコンバータ200の半導体スイッチング素子9〜12をオンオフ制御する制御部4を有し、かつ制御部4は、出力電流検出器23で検出した出力電流のリプル量が予め設定された閾値よりも大きい場合には、比例積分制御に基づくゲインを、予め設定された第1のゲインから当該第1のゲインよりも大きな値をもつ第2のゲインに変更する。
【選択図】図1
特許請求の範囲【請求項1】
交流電圧を直流電圧に変換するAC/DCコンバータ部と、前記AC/DCコンバータ部の直流側に接続された平滑用コンデンサと、半導体スイッチング素子を備えて前記平滑用コンデンサの直流電力をDC/DC変換して負荷に供給するDC/DCコンバータ部と、前記DC/DCコンバータ部から前記負荷への出力電流を検出する出力電流検出器と、比例積分制御により前記出力電流が目標電流に追従するように前記半導体スイッチング素子をオンオフ制御する制御部とを備え、
前記制御部は、前記出力電流検出器で検出した前記出力電流のリプル量が予め設定された閾値よりも大きい場合には、前記比例積分制御に基づくゲインを、予め設定された第1のゲインから当該第1のゲインよりも大きな値をもつ第2のゲインに変更する、電力変換装置。
続きを表示(約 410 文字)【請求項2】
前記制御部は、前記第2のゲインを、前記リプル量と前記閾値との差分に応じて増加する補正量を前記第1のゲインに加えた値に設定する、請求項1に記載の電力変換装置。
【請求項3】
前記制御部は、前記第2のゲインを、前記リプル量と前記閾値との差分に応じて増加する補正量を前記第1のゲインに乗じた値に設定する、請求項1に記載の電力変換装置。
【請求項4】
前記制御部は、前記交流電圧の交流周期毎に、前記出力電流の最大値と前記出力電流の最小値とに基づいて前記リプル量を検出する、請求項1から請求項3のいずれか1項に記載の電力変換装置。
【請求項5】
前記制御部は、前記第2のゲインが予め設定された上限値よりも大きくなった場合には、前記DC/DCコンバータ部を構成する前記半導体スイッチング素子をオフに制御する、請求項1から請求項4のいずれか1項に記載の電力変換装置。

発明の詳細な説明【技術分野】
【0001】
本願は、電力変換装置に関するものである。
続きを表示(約 5,400 文字)【背景技術】
【0002】
コンバータ等の電力変換装置は、半導体スイッチング素子を用いてリアクトルに印加する電圧を変化させることにより、入出力電流が目標値に追従するように制御しつつ電力変換を行う。電流が目標値に追従するように半導体スイッチング素子の駆動を制御する方法として、リアクトルの直流重畳特性に基づいて設定したゲインを用いた比例積分制御(PI制御)による電流フィードバック制御が知られている(例えば、下記の特許文献1参照)。
【0003】
また、従来の電力変換装置には、交流電源を入力として交流電圧を直流電圧に変換するAC/DCコンバータ部と、このAC/DCコンバータ部の直流側に接続された平滑用コンデンサと、この平滑用コンデンサの直流電力をDC/DC変換して負荷に供給するDC/DCコンバータ部と、上記の各コンバータ部を構成する半導体スイッチング素子のDuty制御により各コンバータ部を制御する制御部とを備えたものがある。
【0004】
この構成の電力変換装置において、AC/DCコンバータ部の出力電圧は、交流電圧が整流、平滑された電圧であるため、直流電圧に交流電源の倍周波数成分のリプルを含んだ電圧となる。したがって、DC/DCコンバータ部の入力電圧は、直流電圧に交流電源の倍周波数成分のリプルを含んだ電圧であるため、DC/DCコンバータ部から安定化された直流電流を出力するには、交流電源の倍周波数成分による変動を抑制するように半導体スイッチング素子の動作を制御する必要がある。すなわち、所定の周波数の電流成分を抑制するための電流応答性が得られるよう、制御部における比例積分制御のゲインを適切に設定する必要がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0005】
特開2017−99196号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
しかしながら、上述した従来の各種の電力変換装置においては、リアクトルの特性のみでなく、負荷側のインピーダンスの影響によって、出力の電流応答性が変化する点について十分に考慮されていない。
【0007】
本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、いかなるインピーダンス成分を含む負荷が接続された場合でも、出力のリプル電流を閾値以下に抑制して安定化し、ひいては負荷となるバッテリ等のユーザー保守費用を軽減可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0008】
本願に開示される電力変換装置は、交流電圧を直流電圧に変換するAC/DCコンバータ部と、前記AC/DCコンバータ部の直流側に接続された平滑用コンデンサと、半導体スイッチング素子を備えて前記平滑用コンデンサの直流電力をDC/DC変換して負荷に供給するDC/DCコンバータ部と、前記DC/DCコンバータ部から前記負荷への出力電流を検出する出力電流検出器と、比例積分制御により前記出力電流が目標電流に追従するように前記半導体スイッチング素子をオンオフ制御する制御部とを備え、
前記制御部は、前記出力電流検出器で検出した前記出力電流のリプル量が予め設定された閾値よりも大きい場合には、前記比例積分制御に基づくゲインを、予め設定された第1のゲインから当該第1のゲインよりも大きな値をもつ第2のゲインに変更するものである。
【発明の効果】
【0009】
本願に開示される電力変換装置によれば、いかなるインピーダンス成分を含む負荷が接続された場合でも、出力のリプル電流を閾値以下に抑制して安定化し、ひいては負荷となるバッテリ等のユーザー保守費用を軽減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【0010】
実施の形態1に係る電力変換装置を示す回路構成図である。
AC/DCコンバータ部を構成する半導体スイッチング素子をパルス幅変調制御する場合の制御部の機能ブロック図である。
交流電源の電圧波形とDC/DCコンバータ部からの出力電流波形との関係を示す波形図である。
DC/DCコンバータ部を構成する半導体スイッチング素子をパルス幅変調制御する場合の制御部の機能ブロック図である。
ゲイン補正部の動作内容を説明するためのタイミングチャートである。
図4のゲイン補正部による補正量ΔKpの設定例を示す説明図である。
負荷側のインピーダンスの影響も含めた電流フィードバック制御の一巡伝達関数のゲイン−周波数の関係を示す特性図である。
【発明を実施するための形態】
【0011】
ここで、本願の実施の形態の説明に入る前に、前述したように、電力変換装置において、リアクトルの特性のみでなく、負荷側のインピーダンスの影響によって、出力の電流応答性が変化する点について説明する。
【0012】
図7は、負荷側のインピーダンスの影響も含めた電流フィードバック制御の一巡伝達関数のゲイン−周波数の関係を示す特性図である。
【0013】
図7から分るように、負荷に含まれる抵抗成分が大きくなるほど、リアクトルの特性に対して抵抗成分の影響が増大し、電流フィードバック制御系のゲインが0dBとなるクロスオーバー周波数が低下する。すなわち、電流応答性が低下するため、所定の周波数成分の電流を抑制できず、リプル電流が増加する。このため、安定した出力が得られず、特に負荷としてバッテリが接続される場合は、リプル電流によりバッテリ寿命が低下するという課題があった。
【0014】
これに対して、以下に説明する実施の形態に係る電力変換装置は、出力のリプル電流を検出し、そのリプル電流量に応じて電流制御における比例積分制御時のゲインを調整することにより電流応答性を向上させ、これにより、いかなるインピーダンス成分を含む負荷が接続された場合でも、出力のリプル電流を閾値以下に抑制して安定化し、ひいては負荷となるバッテリ等のユーザー保守費用を軽減することが可能となる。
【0015】
実施の形態1.
図1は、本願の実施の形態1における電力変換装置を示す回路構成図である。
この実施の形態1の電力変換装置1000は、交流電源1からの交流電圧を直流電圧に変換するAC/DCコンバータ部100、このAC/DCコンバータ部100の出力を平滑化する平滑用コンデンサ2、この平滑用コンデンサ2の直流電力をDC/DC変換して負荷3に供給するDC/DCコンバータ部200、およびAC/DCコンバータ部100ならびにDC/DCコンバータ部200の動作を共に制御する制御部4を備えている。なお、本例では、負荷3は高圧バッテリとしているが、これに限定されものではない。
【0016】
AC/DCコンバータ部100は、交流電源1と平滑用コンデンサ2との間に配置されている。すなわち、交流電源1は整流回路としてのダイオードブリッジ回路5に接続され、ダイオードブリッジ回路5の出力は、限流回路としてのリアクトル6に接続されている。リアクトル6の後段には半導体スイッチング素子7の一端および整流ダイオード8が接続され、整流ダイオード8のカソード側が出力段の平滑用コンデンサ2の正極に接続され、さらに半導体スイッチング素子7の他端は、平滑用コンデンサ2の負極に接続されている。
【0017】
この場合の上記の半導体スイッチング素子7は、例えばソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transister)が適用される。
【0018】
また、ダイオードブリッジ回路5の入力側には、交流電源1に並列に接続されて交流電圧Vinを検出する入力電圧検出器(SV1)20、および交流電源1に直列に接続されて交流電源1からの交流の入力電流Iinを検出する入力電流検出器(SI1)21が設けられており、また平滑用コンデンサ2に並列して平滑用コンデンサ2の直流電圧Vdcを検出する直流電圧検出器(SV2)22が接続されている。
【0019】
一方、DC/DCコンバータ部200は、平滑用コンデンサ2と負荷3との間に設けられている。すなわち、平滑用コンデンサ2の後段には、4つの半導体スイッチング素子9〜12がフルブリッジ型に接続されている。この場合の各々の半導体スイッチング素子9〜12は、前述の半導体スイッチング素子7と同様、例えばMOSFETが適用される。
【0020】
そして、半導体スイッチング素子9、11のドレインは、平滑用コンデンサ2の正極側に接続され、半導体スイッチング素子10、12のソースは、平滑用コンデンサ2の負極側に接続されている。また、トランス13の一次巻線の一端が、半導体スイッチング素子9のソースと半導体スイッチング素子10のドレインとの接続点に接続されており、トランス13の一次巻線の他端が、半導体スイッチング素子11のソースと半導体スイッチング素子12のドレインとの接続点に接続されている。
【0021】
また、トランス13の二次巻線には、整流用ダイオード14〜17がフルブリッジ構成で接続されている。整流用ダイオード14〜17の後段には、平滑用リアクトル18および出力電流Ioutを検出する出力電流検出器(SI2)23が接続されると共に、平滑用コンデンサ19が接続されている。そして、この平滑用コンデンサ19に並列して、出力電圧Voutを検出する出力電圧検出器(SV3)24が接続されている。
【0022】
上記の各々の検出器20〜24で検出された電流値および電圧値は、制御部4へ送られる。制御部4は、電流目標値として、入力電流の振幅指令値ならびに出力電流の目標値を生成し、検出された電流値が電流目標値に追従するようAC/DCコンバータ部100の半導体スイッチング素子7、ならびにDC/DCコンバータ部200の各々の半導体スイッチング素子9〜12をパルス幅変調制御(以下、PWM制御と表記)する。
【0023】
次に、制御部4によるAC/DCコンバータ部100の制御内容について説明する。
図2は、制御部4において、AC/DCコンバータ部100の半導体スイッチング素子7をPWM制御する部分の構成を示す機能ブロック図である。
【0024】
制御部4は、出力電圧検出器(SV3)24で検出される出力電圧Voutに応じて、DC/DCコンバータ部200が高効率で動作するように、AC/DCコンバータ部100の平滑用コンデンサ2の直流電圧Vdcを調整している。
【0025】
すなわち、図2において、差分器101は、直流電圧検出器(SV2)22が検出した直流電圧Vdcと予め設定された平滑用コンデンサ2の直流電圧目標値Vdc*との差分ΔV1を求める。次に、比例積分器102は、この差分ΔV1をフィードバック量として比例積分(PI)制御した値を振幅指令値Saとして出力する。また、交流電源同期正弦波発生器103からは、入力電圧検出器(SV1)20が検出した交流電源1からの入力電圧Vinに同期した振幅「1」の信号を同期正弦波Sbとして出力する。乗算器104は、上記の振幅指令値Saを上記同期正弦波Sbに乗算して目標電流値Iin*として生成する。
【0026】
次に、差分器105は、上記の目標電流値Iin*と入力電流検出器(SI1)21で検出された入力電流Iinとの差分ΔI1を求め、続いて、比例積分器106は、この差分ΔI1をフィードバック量として比例積分(PI)制御した値をリアクトル6への印加電圧としての目標値である目標電圧VLinとして出力する。
【0027】
次に、半導体スイッチング素子7が任意のデューティ比D1で動作するとき、半導体スイッチング素子7のスイッチング周期の1周期分について、入力電圧検出器(SV1)20で検出された入力電圧Vin、直流電圧検出器(SV2)22で検出された直流電圧Vdc、および目標電圧VLinの関係は、以下の式で表わされる。
【0028】
Vin=VLin+Vdc・(1−D1) (1)
【0029】
これより、ゲート信号生成器107は、次の式(2)に従ってデューティ比D1を演算し、このデューティ比D1に従ってPWM制御すべきゲート信号G7を半導体スイッチング素子7へ出力する。
【0030】
D1=1−(Vin−VLin)/Vdc (2)
(【0031】以降は省略されています)

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