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公開番号2021058060
公報種別公開特許公報(A)
公開日20210408
出願番号2019181837
出願日20191002
発明の名称電力変換装置
出願人三菱電機株式会社
代理人特許業務法人ぱるも特許事務所
主分類H02M 3/28 20060101AFI20210312BHJP(電力の発電,変換,配電)
要約【課題】絶縁トランスを有する電力変換装置において、絶縁トランスの一次側回路と二次側回路及びノイズフィルタの大型化またはコストの増加をさせずに、効果的にコモンモードノイズを抑制する。
【解決手段】絶縁トランス105の一次側端子にスイッチング回路104が、二次側端子に整流回路110が接続されるとともに、絶縁トランス105の一次側端子とグランドとの間に第1、第2の容量106、107が個別に接続され、絶縁トランス105の二次側端子とグランドとの間に第3、第4の容量108、109が個別に接続されており、第1、第3の容量106、108に流れる充放電電流に対して、第2、第4の容量107、109に流れる充放電電流が逆位相になっている。
【選択図】図1
特許請求の範囲【請求項1】
絶縁トランスを備え、前記絶縁トランスの一次側端子にスイッチング回路が、二次側端子に整流回路がそれぞれ接続され、
前記絶縁トランスの2つの一次側端子の内、一方の一次側端子とグランドとの間に第1の容量が、他方の一次側端子とグランドとの間に第2の容量がそれぞれ接続され、かつ、前記絶縁トランスの2つの二次側端子の内、一方の二次側端子とグランドとの間に第3の容量が、他方の二次側端子とグランドとの間に第4の容量がそれぞれ接続されており、
前記第1の容量および前記第3の容量に流れる第1の充放電電流に対して、前記第2の容量および前記第4の容量に流れる第2の充放電電流は逆位相になっている電力変換装置。
続きを表示(約 910 文字)【請求項2】
前記絶縁トランスの一次側の巻き数に対する二次側の巻き数の比をN、前記第1の容量の値をC1[F]、前記第2の容量の値をC2[F]、前記第3の容量の値をC3[F]、前記第4の容量の値をC4[F]としたとき、
C1+N×C3<2×(C2+N×C4)、および、C2+N×C4<2×(C1+N×C3)
のうちいずれか一方の関係を満たすように、前記C1、C2、C3、C4が設定されている請求項1に記載の電力変換装置。
【請求項3】
前記スイッチング回路は、4つのスイッチング素子がフルブリッジ型に接続されている請求項1または請求項2に記載の電力変換装置。
【請求項4】
前記スイッチング回路は、対角状に配置された一対のスイッチング素子同士を交互にオンオフさせるハードスイッチング方式でスイッチングする請求項3に記載の電力変換装置。
【請求項5】
前記整流回路は、4つの整流素子がフルブリッジ型に接続されている請求項1から請求項4のいずれか1項に記載の電力変換装置。
【請求項6】
前記整流回路の出力に接続された一対のラインにそれぞれリアクトルが個別に設けられている請求項1から請求項5のいずれか1項に記載の電力変換装置。
【請求項7】
一対の前記リアクトルは、互いにコアを共有する結合型リアクトルである請求項6に記載の電力変換装置。
【請求項8】
前記スイッチング回路、および前記整流回路を構成する素子が表面実装されるとともに、回路パターンが印刷された回路基板、および前記回路基板が載置される前記グランドと同一の電位の筐体を備え、前記第1から第4の各容量は、前記回路基板の上記回路パターンと前記筐体とを一対の電極とする容量によって形成されている請求項1から請求項7のいずれか1項に記載の電力変換装置。
【請求項9】
前記スイッチング回路を構成する各々のスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって構成されている請求項1から請求項8いずれか1項に記載の電力変換装置。

発明の詳細な説明【技術分野】
【0001】
本願は、電力変換装置に関するものである。
続きを表示(約 6,400 文字)【背景技術】
【0002】
絶縁トランスの一次側にスイッチング回路が、二次側に整流回路が設けられている電力変換装置では、一般的には20kHz以上とされている高周波のスイッチング周波数にてスイッチング制御を行うため、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、あるいはMOSFET(Metal−Oxide−Semiconductor Field−Effect Transistor)などのスイッチング素子のオン操作またはオフ操作に起因した高いスイッチングノイズを発生することから、ノイズ発生源として他の電子機器の誤動作または機能停止などといった弊害を招くおそれがある。
【0003】
実際、こういったノイズに関して、特に各国の規格に一定の整合性を持たせる必要があることから、国際規格IEC(International Electrotechnical Commission)が各分野の電子機器または自動車機器のEMC(Electromagnetic Compatibility)規格を制定・発行している。このようなスイッチングノイズを抑制するため、一般的にはノイズ対策部品を備えることが考えられるが、コストアップおよび装置の大型化は避けられないものとなる。
【0004】
そこで、従来技術では、スイッチング素子のスイッチングに起因して、グランドを基準とした電位が相補的に変動する複数のノードと、グランドとの間に容量を備えることで、一方の容量が放電した電荷を他方の容量が充電し、一方から他方へグランドを介して電流が流れるようにして、外部に漏れ出すコモンモード電流を有効的に低減させる手法が提案されている(例えば、下記特許文献1参照)。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0005】
特許第6316484号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
このように、従来技術では、コモンモード電流を抑制するために、グランドを基準とした電位が相補的に変動する複数のノードと、グランドとの間に容量を設けてその値を調整している。特に、上記の特許文献1では、スイッチング素子および整流素子の冷却面の端子、およびグランドと同一電位の放熱板を一対の電極として、容量を形成し、例えば、冷却面積の大きい素子を使うなどして、容量を調整している。
【0007】
一方、絶縁トランスを備えた電力変換装置は、トランスの一次側にスイッチング回路を、二次側に整流回路を備えることが一般的である。このため、トランスの一次側、二次側にそれぞれ接続される素子数が多い。一方、そのような素子の設置には、スペースに限りがあるので、一次側、二次側のそれぞれで容量を調整する場合、冷却面積の大きい冷却面を有する素子を使うと、一次側、二次側のそれぞれの回路が大きくなり、結果的に装置として小型化できないといった課題があった。
【0008】
本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、装置が大型化することなく、効果的にコモンモード電流を抑制することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0009】
本願に開示される電力変換装置は、絶縁トランスを備え、前記絶縁トランスの一次側端子にスイッチング回路が、二次側端子に整流回路がそれぞれ接続され、前記絶縁トランスの2つの一次側端子の内、一方の一次側端子とグランドとの間に第1の容量が、他方の一次側端子とグランドとの間に第2の容量がそれぞれ接続され、かつ、前記絶縁トランスの2つの二次側端子の内、一方の二次側端子とグランドとの間に第3の容量が、他方の二次側端子とグランドとの間に第4の容量がそれぞれ接続されており、前記第1の容量および前記第3の容量に流れる第1の充放電電流に対して、前記第2の容量および前記第4の容量に流れる第2の充放電電流は逆位相になっていることを特徴としている。
【発明の効果】
【0010】
本願に開示される電力変換装置によれば、絶縁トランスの一次側、二次側の各端子とグランドとの間にそれぞれ容量を備え、一次側、二次側の各々の容量に流れる充放電電流の合計を調整することで、外部に漏れ出すコモンモード電流を低減することができる。これにより、一次側、二次側のそれぞれで個別に容量を調整する必要がないため、一次側と二次側のそれぞれの回路が大型化することなく、またコモンモードチョークを設けるなどの対策部品を削減することができる。その結果、装置全体を小型化でき、かつ低コスト化を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【0011】
本願の実施の形態1による電力変換装置の全体構成を示す回路図である。
本願の実施の形態1による電力変換装置を構成する各スイッチング素子のスイッチングによる各ノードの電位の推移の概略を示すタイミングチャートである。
本願の実施の形態1による素子の部品配置を示す図である。
図3のA−A線に沿う断面図である。
【発明を実施するための形態】
【0012】
実施の形態1.
図1は、本願の実施の形態1による電力変換装置の全体構成を示す回路図である。
【0013】
図1に示すように、本願の実施の形態1の電力変換装置は、直流電源101から負荷114まで間の要素で構成されている。直流電源101はCISPR(Comite International Special des Perturbations Radioelectriques)等に規定されるLISN(Line Impedance Stabilizing Network)102を介して、入力コンデンサ103に接続されている。入力コンデンサ103の後段には、スイッチング回路としての単相インバータ104を介して絶縁トランス105の一次側が接続されている。この場合、単相インバータ104は、4つのスイッチング素子104a〜104dをフルブリッジ構成して、直流電源101と入力コンデンサ103の直流電圧Vdcを交流電圧に変換する。
【0014】
絶縁トランス105の二次側には、4つの整流素子(ここではダイオード)110a〜110dをフルブリッジ構成した整流回路110が接続されている。整流回路110の出力側の一対のラインには、インダクタンス値が同一である平滑用のリアクトル111a、111bがそれぞれ個別に接続され、また、各ラインに並列に出力コンデンサ112が接続されるとともに、LISN113を介して負荷114が接続されている。
【0015】
上記の単相インバータ104を構成する各々のスイッチング素子104a〜104dは、例えば、MOSFET(Metal−Oxide−Semiconductor Field−Effect Transistor)で構成される。なお、各々のスイッチング素子104a〜104dは、ダイオードが逆並列接続されたIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)などの自己消弧型半導体スイッチング素子、SiC(Silicon Carbide)あるいはGaN(Gallium Nitride)などのワイドバンドギャップ半導体を適用することが可能である。
【0016】
また、整流回路110を構成する各々の整流素子110a〜110dは、ここではダイオードとしているが、これに限るものではなく、IGBT、MOSFETなどのスイッチング素子、あるいはSiC、GaNなどのワイドバンドギャップ半導体を用いて構成されるものであってもよい。このように整流素子110a〜110dとして、スイッチング素子(ワイドバンドギャップ半導体含む)を用いると、導通損失を低減できて、効率上昇の効果がある。
【0017】
なお、この実施の形態1では、スイッチング素子104a〜104dとしてMOSFETを、整流素子としてダイオード110a〜110dをそれぞれ用いた場合について説明を進めるものとする。
【0018】
さらに、この実施の形態1の特徴として、コモンモード電流を効果的に抑制するために、上下一対のスイッチング素子104a、104bの互いの接続点と絶縁トランス105の一方の一次側端子とを結ぶ接続ライン121と、グランドとの間に第1の容量106が接続され、また、上下一対の他のスイッチング素子104c、104dの互いの接続点と絶縁トランス105の他方の一次側端子とを結ぶ接続ライン122と、グランドとの間に第2の容量107が接続されている。
【0019】
さらに、上下一対のダイオード110a、110bの互いの接続点と絶縁トランス105の一方の二次側端子とを結ぶ接続ライン131と、グランドとの間に第3の容量108が接続され、また、上下一対の他のダイオード110c、110dの互いの接続点と絶縁トランス105の他方の二次側端子とを結ぶ接続ライン132と、グランドとの間に第4の容量109が接続されている。
【0020】
次に、この実施の形態1の構成における電力変換装置の動作、特に、コモンモード電流を効果的に抑制できることについて、図1〜図3を参照しながら説明する。
【0021】
単相インバータ104を構成する4つのスイッチング素子104a〜104dの内、対角状に配置された一対のスイッチング素子104aおよび104d、並びにスイッチング素子104bおよび104cを交互にオンオフさせるハードスイッチング方式により、直流電源101からLISN102および入力コンデンサ103を介して入力される直流電力を高周波の交流電力に変換する。これに応じて、絶縁トランス105の二次側の端子間に電圧が発生するので、整流回路110を構成するダイオード110a〜110dで整流する。
【0022】
この場合、絶縁トランス105の二次側へ電圧が生じたとき、各々のリアクトル111a、111bにエネルギーが蓄積され、それ以外の期間において、各々のリアクトル111a、111bに発生する逆起電力によって蓄積されたエネルギーが負荷114に伝達される。その際、単相インバータ104を構成する各スイッチング素子104a〜104dのオンオフのパルス幅を制御することにより、出力電流を制御することができる。
【0023】
次に、図2に示すタイミングチャートを用いて、直流電源101の電圧をVdc、絶縁トランスの一次巻き数をN1、二次巻き数をN2、巻き数比をN=N2/N1としたとき、各々のスイッチング素子104a〜104dのスイッチングに伴う各ノードの電位の推移を説明する。
【0024】
ここに、図2(a)は、スイッチング素子104a、104dのスイッチングの推移を示す。図2(b)は、スイッチング素子104b、104cのスイッチングの推移を示す。図2(c)は、スイッチング素子104a、104dの両端電圧V104a、V104dの推移を示す。図2(d)は、スイッチング素子104b、104cの両端電圧V104b、V104cの推移を示す。図2(e)は、絶縁トランス105の一次側両端電圧Vtr1の推移を、また図2(f)は絶縁トランス105の二次側両端電圧Vtr2の推移を示す。図2(g)は、グランドを基準とした一対のスイッチング素子104a、104bの接続点と絶縁トランス105の一方の一次側端子とを結ぶ接続ライン121の電位(第1の容量106の両端の電位)Vao1の推移を示す。図2(h)は、グランドを基準とした一対のスイッチング素子104c、104dの接続点と絶縁トランス105の他方の一次側端子とを結ぶ接続ライン122の電位(第2の容量107の両端の電位)Vbo1の推移を示す。図2(i)は、グランドを基準とした一対のダイオード110a、110bの接続点と絶縁トランス105の一方の二次側端子とを結ぶ接続ライン131の電位(第3の容量108の両端の電位)Vao2の推移を示す。また、図2(j)は、グランドを基準とした一対のダイオード110c、110dの接続点と絶縁トランス105の他方の二次側端子とを結ぶ接続ライン132の電位(第4の容量109の両端の電位)Vbo2の推移を示す。
なお、図2では簡略化のため、ダイオードの順方向電圧の影響は考慮していない。
【0025】
図2(g)、図2(h)に示すように、絶縁トランス105の一次側に接続される第1の容量106の両端の電位Vao1と、第2の容量107の両端の電位Vbo1とは、グランドを基準として互いに相補的に変化する。
【0026】
このように、両電位Vao1、電位Vbo1が相補的に変化するのは、ハードスイッチング方式により、フルブリッジを構成するスイッチング素子104a〜104dの内、対角状に配置された一対のスイッチング素子104aおよび104d、並びにスイッチング素子104bおよび104cが互いに同期してスイッチングする場合であり、対角状に配置された一対の素子が非同期でスイッチングする場合は、この効果が得られない。
【0027】
また、図2(i)、図2(j)に示すように、絶縁トランス105の二次側に接続される第3の容量108の両端の電位Vao2と、第4の容量109の両端の電位Vbo2とは、同様にグランドを基準として互いに相補的に変化する。
【0028】
このように、両電位Vao2、電位Vbo2が相補的に変化するのは、インダクタンス値が同一であるリアクトル111a、111bが一対のラインに個別に配置されることで、インピーダンスが平衡化している場合であり、リアクトルが片側のみに配置されている場合は、インピーダンスが不平衡となり、この効果が得られない。
【0029】
なお、平滑用の各々のリアクトル111a、111bのインダクタンス値を同一にするには、それぞれの巻き数および巻線の材質を同一にする等、同一仕様の部品を選定することで実現できる。さらに、各々のリアクトル111a、111bを構成するための双方のコアを共有化し、同一のコアに対称に巻くことでも実現できる。コアを共有化することで、コイルの巻き方向より、各々のリアクトル111a、111bに発生する磁束が加わり合い、トータルでインダクタンス値を増やすことができるため、リアクトル全体を小型化できる。
【0030】
いま、第1の容量106の電位変動によるコモンモード電流をIcom106、第2の容量107の電位変動によるコモンモード電流をIcom107、第3の容量108の電位変動によるコモンモード電流をIcom108、第4の容量109の電位変動によるコモンモード電流をIcom109(いずれも電流の方向は図1参照)とし、また、第1の容量106の値をC106、第2の容量107の値をC107、第3の容量108の値をC108、第4の容量109の値をC109と定義する。
(【0031】以降は省略されています)

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