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公開番号2021058046
公報種別公開特許公報(A)
公開日20210408
出願番号2019181562
出願日20191001
発明の名称双方向DC/DCコンバータ
出願人ニチコン株式会社
代理人特許業務法人みのり特許事務所
主分類H02M 3/28 20060101AFI20210312BHJP(電力の発電,変換,配電)
要約【課題】電力が逆流するモードの発生、ソフトスイッチングができない領域の発生、および貫通電流の発生を防止することが可能な双方向DC/DCコンバータを提供する。
【解決手段】双方向DC/DCコンバータ100であって、順方向電力伝送時に、第1電圧V1によってインダクタ電流iLを増加させる第1モードと、第1電圧V1と第1入出力端からみた第2電圧V2’との電圧差によって第2入出力端T2から充電電流を出力する第2モードと、充電電流の出力を継続させて第2電圧V2’によってインダクタ電流iLを減少させる第3モードとを有する。制御部103は、第1モードにおいて第1入出力端T1を第2フルブリッジ回路102で短絡させ、第2モードにおいて第2フルブリッジ回路102をダイオードブリッジとして動作させ、第3モードにおいて第2入出力端T2を第1フルブリッジ回路101で短絡させることを特徴とする。
【選択図】図1
特許請求の範囲【請求項1】
第1入出力端および第2入出力端と、
1次巻線および2次巻線を有する絶縁トランスと、
一方側が前記第1入出力端に接続され、他方側が前記絶縁トランスの前記1次巻線に接続される第1フルブリッジ回路と、
一方側が前記絶縁トランスの前記2次巻線が接続され、他方側が前記第2入出力端に接続される第2フルブリッジ回路と、
前記第1フルブリッジ回路と前記絶縁トランスとの間の第1インダクタおよび前記絶縁トランスと前記第2フルブリッジ回路との間の第2インダクタからなるインダクタと、
前記第1フルブリッジ回路および前記第2フルブリッジ回路を制御する制御部と、
を備え、前記第1フルブリッジ回路から前記第2フルブリッジ回路への順方向電力伝送と前記第2フルブリッジ回路から前記第1フルブリッジ回路への逆方向電力伝送とを行う双方向DC/DCコンバータであって、
前記順方向電力伝送時に、
前記第1入出力端の第1電圧によって前記インダクタに流れるインダクタ電流を増加させる第1モードと、
前記第1電圧と前記第1入出力端からみた前記第2入出力端の第2電圧との電圧差によって前記第2入出力端から充電電流を出力する第2モードと、
前記充電電流の出力を継続させて前記第2電圧によって前記インダクタ電流を減少させる第3モードと、を有し、
前記第1フルブリッジ回路および前記第2フルブリッジ回路は、いずれも4つのスイッチ手段で構成され、前記スイッチ手段は、スイッチング素子と、前記スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとを含み、
前記制御部は、
前記第1モードにおいて、前記第1入出力端を前記第2フルブリッジ回路で短絡させ、
前記第2モードにおいて、前記第2フルブリッジ回路の前記スイッチング素子をオフさせて、前記第2フルブリッジ回路をダイオードブリッジとして動作させ、
前記第3モードにおいて、前記第2入出力端を前記第1フルブリッジ回路で短絡させることを特徴とする双方向DC/DCコンバータ。
続きを表示(約 390 文字)【請求項2】
前記逆方向電力伝送時に、
前記第2電圧によって前記インダクタ電流を増加させる第4モードと、
前記第2入出力端からみた前記第1電圧と前記第2電圧との電圧差によって前記第1入出力端から充電電流を出力する第5モードと、
前記充電電流の出力を継続させて前記第1電圧によって前記インダクタ電流を減少させる第6モードと、を有し、
前記制御部は、
前記第4モードにおいて、前記第2入出力端を前記第1フルブリッジ回路で短絡させ、
前記第5モードにおいて、前記第1フルブリッジ回路の前記スイッチング素子をオフさせて、前記第1フルブリッジ回路をダイオードブリッジとして動作させ、
前記第6モードにおいて、前記第1入出力端を前記第2フルブリッジ回路で短絡させることを特徴とする請求項1に記載の双方向DC/DCコンバータ。

発明の詳細な説明【技術分野】
【0001】
本発明は、双方向DC/DCコンバータに関する。
続きを表示(約 7,200 文字)【背景技術】
【0002】
従来から、絶縁トランスの1次側および2次側の双方にフルブリッジ回路を備えたDAB(Dual Active Bridge)方式の双方向DC/DCコンバータが知られている。DAB方式の双方向DC/DCコンバータは、回路トポロジが左右対象であるため双方向に電力を制御することができ、双方向でソフトスイッチングを行うことができる。また、DAB方式の双方向DC/DCコンバータは、上記のとおり双方にフルブリッジ回路を備えるため大電力化が可能であり、入出力の電圧差の自由度が高く、絶縁トランス(特に、高周波絶縁トランス)の漏れ磁束が問題にならない等の利点がある。
【0003】
一方で、DAB方式の双方向DC/DCコンバータは、動作モードのサイクル中に電力の逆流が発生するモードが存在するため、電力伝送効率が低下するという問題がある。さらに、DAB方式の双方向DC/DCコンバータは、軽負荷時にソフトスイッチングできない領域が存在し、入出力電圧の状態によっては逆向きのインダクタ電流により貫通電流が発生するという問題がある(例えば、非特許文献1参照)。
【0004】
図7に、従来のDAB方式の双方向DC/DCコンバータ200を示す(但し、駆動回路を含む制御部は省略)。双方向DC/DCコンバータ200は、絶縁トランスTR1の1次側に第1インダクタL1を介して第1フルブリッジ回路201を備え、絶縁トランスTR1の2次側に第2インダクタL2を介して第2フルブリッジ回路202を備える。第1フルブリッジ回路201には第1電源E1が接続され、第2フルブリッジ回路202には第2電源E2が接続される。
【0005】
第1フルブリッジ回路201および第2フルブリッジ回路202を構成する各スイッチ手段SW1〜SW8は、スイッチング素子Q1〜Q8と、スイッチング素子Q1〜Q8に逆並列接続されたダイオードD1〜D8とを含む。
【0006】
図8に、双方向DC/DCコンバータ200の順方向電力伝送時の各モード(Mode1−1〜Mode4)におけるインダクタ電流iLの波形およびスイッチング素子Q1〜Q8のタイミングチャートを示す。なお、図8では、説明を簡単にするために、スイッチング素子Q1とQ2、スイッチング素子Q4とQ3、スイッチング素子Q6とQ5、スイッチング素子Q7とQ8の双方がオフとなる期間(デッドタイム)は表示していない。
【0007】
図9に、双方向DC/DCコンバータ200の1次側からみた等価回路を用いて、順方向電力伝送時に正方向のインダクタ電流iLが流れる場合の(A)Mode1−2における電流経路、(B)Mode2における電流経路、(C)Mode3−1における電流経路を示す。なお、制御部を除く双方向DC/DCコンバータ200の構成は図1と共通し、絶縁トランスTR1の変圧比をn1/n2とすると、L=L1+(n1/n2)

×L2であり、V2’=V2×(n1/n2)である。
【0008】
図9(A)に示すMode1−2では、スイッチング素子Q1、Q4、Q6、Q7がオンしているので、第1電源E1と第2電源E2とが直列接続となり、第1電源E1と第2電源E2は共に放電状態になる。第1電源E1の電圧V1と第2電源E2の電圧V2’がインダクタLに印加され、インダクタ電流iLは増加する。
【0009】
図9(B)に示すMode2では、スイッチング素子Q6、Q7がターンオフして、スイッチング素子Q5、Q8がターンオンするので、スイッチング素子Q6、Q7を流れる電流はスイッチング素子Q5、Q8に流れる。第1電源E1は放電状態のまま、第2電源E2が充電状態になる。第1電源E1の電圧V1と第2電源E2の電圧V2’の差の電圧によるインダクタ電流iLは増加または減少する。
【0010】
図9(C)に示すMode3−1では、スイッチング素子Q1、Q4がターンオフする。インダクタ電流iLはMode2のときと同じ方向に流れるので、ダイオードD2、D3が導通する。第1電源E1と第2電源E2は、共に充電状態になる。第1電源E1の電圧V1と第2電源E2の電圧V2’がインダクタLに逆方向に印加され、インダクタ電流iLは減少する。インダクタ電流iLが負方向の場合(Mode3−2〜Mode1−1)も同様である。
【0011】
上記のように双方向DC/DCコンバータ200では、第1電源E1と第2電源E2とが共に放電状態になるモード(Mode1−2、Mode3−2)が存在する。順方向電力伝送時は第1電源E1から第2電源E2への電力伝送(第2電源E2の充電)を目的とするため、Mode1−2およびMode3−2は電力の逆流が発生するモードに相当し、第2電源E2の放電分だけ電力伝送効率が低下する。なお、逆方向電力伝送時も、同様に電力の逆流が発生するモードが存在し、電力伝送効率が低下する。
【0012】
このように電力の逆流が発生するモードが存在することから、双方向DC/DCコンバータ200では、充放電可能な両電源(第1電源E1および第2電源E2)が必要になる。そのため、第2フルブリッジ回路202に第2電源E2を接続する代わりに抵抗負荷を接続する場合は、第2フルブリッジ回路202と抵抗負荷との間にコンデンサを設け、Mode1−2およびMode3−2において当該コンデンサを放電させることで対応する必要がある。さらに、起動時はコンデンサの電圧が0[V]であるため、特殊な対応が必要になる。
【0013】
また、双方向DC/DCコンバータ200では、ソフトスイッチングの成立条件として、Mode1−2の終了時にインダクタ電流iLが正で、Mode2への移行時(過渡時)にスイッチ手段SW5〜SW8のコンデンサ(寄生容量および/または外付けのコンデンサ)が充放電可能となる必要があり、またMode2の終了時にインダクタ電流iLが正で、Mode3−1への移行時(過渡時)にスイッチ手段SW1〜SW4のコンデンサ(寄生容量および/または外付けのコンデンサ)が充放電可能となる必要がある。
【0014】
位相角をθとし(図8参照)、昇圧比をk(=V2’/V1)とすると、ソフトスイッチングの成立条件は、
θ>(π/2)(1−k)
θ>(π/2)(1−1/k)
となる。このことから、昇圧比kが1以外では、ソフトスイッチングが不成立となる領域が存在することが分かる。具体的には、軽負荷時にソフトスイッチングできない領域が存在する。なお、逆方向電力伝送時も、同様に軽負荷時にソフトスイッチングできない領域が存在する。
【0015】
続いて、入出力電圧の状態によって貫通電流が発生する問題について説明する。図10(A)に示すように、Mode2の終了時において、1次側の電圧V1に対し2次側の電圧V2’が大きい場合、インダクタ電流iLが負になり、ダイオードD1、D4に順方向電流が流れる。
【0016】
ダイオードD1、D4が導通した状態でMode3−1へ移行し、スイッチング素子Q2、Q3がターンオンすると、ダイオードD1、D4の逆接続時間(逆回復時間)に、図10(B)に示す電流経路で貫通電流が流れる。貫通電流が流れると、第1電源E1が、ダイオードD1およびスイッチング素子Q2の経路とスイッチング素子Q3およびダイオードD4の経路とで短絡されるため、過大な短絡電流が瞬時に流れる。その場合、スイッチ手段SW1〜SW4が破損あるいは焼損するという重大な問題が生じるおそれがある。
【0017】
以上のとおり、DAB方式の双方向DC/DCコンバータ200は、動作モードのサイクル中に電力の逆流が発生するモード(Mode1−2、Mode3−2)が存在するため、電力伝送効率が低下するという問題がある。さらに、DAB方式の双方向DC/DCコンバータ200は、軽負荷時にソフトスイッチングできない領域が存在し、入出力電圧の状態によっては逆向きのインダクタ電流iLにより貫通電流が発生するという問題がある。なお、これら2つの問題に対して、対策も提案されているが(例えば、非特許文献2参照)、制御対象が増えるため、最適値の発見手法が複雑になり、簡単に求めることは困難である。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【0018】
平地克也、“平地研究室技術メモNo.20150214 DAB方式の重要な公式の導出”、[online]、2015年2月14日、舞鶴高専、[令和1年8月29日検索]、インターネット<URL:http://hirachi.cocolog-nifty.com/kh/files/20150214-1.pdf>
平地克也、“平地研究室技術メモNo.20181112A DABコンバータの2つの短所とその対策”、2015年1月6日、舞鶴高専、[令和1年9月10日検索]、インターネット<URL:http://hirachi.cocolog-nifty.com/kh/files/20181112-1A.pdf>
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0019】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、複雑な制御をすることなく、電力が逆流するモードの発生、ソフトスイッチングができない領域の発生、および貫通電流の発生を防止することが可能な双方向DC/DCコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0020】
上記課題を解決するために、本発明に係る双方向DC/DCコンバータは、
第1入出力端および第2入出力端と、
1次巻線および2次巻線を有する絶縁トランスと、
一方側が前記第1入出力端に接続され、他方側が前記絶縁トランスの前記1次巻線に接続される第1フルブリッジ回路と、
一方側が前記絶縁トランスの前記2次巻線が接続され、他方側が前記第2入出力端に接続される第2フルブリッジ回路と、
前記第1フルブリッジ回路と前記絶縁トランスとの間の第1インダクタおよび前記絶縁トランスと前記第2フルブリッジ回路との間の第2インダクタからなるインダクタと、
前記第1フルブリッジ回路および前記第2フルブリッジ回路を制御する制御部と、
を備え、前記第1フルブリッジ回路から前記第2フルブリッジ回路への順方向電力伝送と前記第2フルブリッジ回路から前記第1フルブリッジ回路への逆方向電力伝送とを行う双方向DC/DCコンバータであって、
前記順方向電力伝送時に、
前記第1入出力端の第1電圧によって前記インダクタに流れるインダクタ電流を増加させる第1モードと、
前記第1電圧と前記第1入出力端からみた前記第2入出力端の第2電圧との電圧差によって前記第2入出力端から充電電流を出力する第2モードと、
前記充電電流の出力を継続させて前記第2電圧によって前記インダクタ電流を減少させる第3モードと、を有し、
前記第1フルブリッジ回路および前記第2フルブリッジ回路は、いずれも4つのスイッチ手段で構成され、前記スイッチ手段は、スイッチング素子と、前記スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードとを含み、
前記制御部は、
前記第1モードにおいて、前記第1入出力端を前記第2フルブリッジ回路で短絡させ、
前記第2モードにおいて、前記第2フルブリッジ回路の前記スイッチング素子をオフさせて、前記第2フルブリッジ回路をダイオードブリッジとして動作させ、
前記第3モードにおいて、前記第2入出力端を前記第1フルブリッジ回路で短絡させることを特徴とする。
【0021】
この構成では、インダクタ電流を増加させる第1モードにおいて第1入出力端を第2フルブリッジ回路で短絡させるため、2次側で放電は生じない。すなわち、この構成によれば、動作モードのサイクル中に電力の逆流が発生するモードは存在せず、順方向電力伝送時において電流は1次側から2次側にのみ流れる。したがって、電力の逆流により電力伝送効率が低下するという問題は生じない。
【0022】
この構成では、上記のとおり電力の逆流が発生するモードは存在しないので、必ずしも充放電可能な両電源(第1入出力端に接続する第1電源および第2入出力端に接続する第2電源)を必要としない。例えば、第2フルブリッジ回路に第2電源を接続する代わりに抵抗負荷を接続することができ、しかも、起動時に特殊な対応(処理)を必要としない。
【0023】
この構成では、入出力端間の電圧差によって第2入出力端から充電電流を出力する第2モードの開始時に、常にインダクタ電流が正になるので、常にソフトスイッチングが成立する。すなわち、この構成によれば、軽負荷時および2次側が抵抗負荷での起動時であっても、ソフトスイッチングが可能になる。
【0024】
この構成では、第1電圧に対し第1入出力端からみた第2電圧が大きくなり、第2モード時にインダクタ電流がゼロになっても、第2モードでは第2フルブリッジ回路をダイオードブリッジとして動作させているので、インダクタ電流が負になることはない。すなわち、この構成によれば、逆向きのインダクタ電流による貫通電流は発生しない。
【0025】
上記双方向DC/DCコンバータは、
前記逆方向電力伝送時に、
前記第2電圧によって前記インダクタ電流を増加させる第4モードと、
前記第2入出力端からみた前記第1電圧と前記第2電圧との電圧差によって前記第1入出力端から充電電流を出力する第5モードと、
前記充電電流の出力を継続させて前記第1電圧によって前記インダクタ電流を減少させる第6モードと、を有し、
前記制御部は、
前記第4モードにおいて、前記第2入出力端を前記第1フルブリッジ回路で短絡させ、
前記第5モードにおいて、前記第1フルブリッジ回路の前記スイッチング素子をオフさせて、前記第1フルブリッジ回路をダイオードブリッジとして動作させ、
前記第6モードにおいて、前記第1入出力端を前記第2フルブリッジ回路で短絡させることが好ましい。
【発明の効果】
【0026】
本発明によれば、DAB方式の利点を生かしつつ、複雑な制御をすることなく、電力が逆流するモードの発生、ソフトスイッチングができない領域の発生、および貫通電流の発生を防止することが可能な双方向DC/DCコンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【0027】
本発明に係る双方向DC/DCコンバータを示す図である。
本発明に係る双方向DC/DCコンバータの等価回路を示す図である。
本発明に係る双方向DC/DCコンバータのインダクタ電流および各スイッチング素子の状態を示す図である。
本発明に係る双方向DC/DCコンバータの各モード(Mode1−2−2〜2−2)における電流経路を示す図である。
本発明に係る双方向DC/DCコンバータの各モード(Mode3−1−1〜3−2−1)における電流経路を示す図である。
本発明に係る双方向DC/DCコンバータにおいて、第1入出力端からみた第2電圧が第1電圧よりも大きい場合におけるインダクタ電流を示す図である。
従来の双方向DC/DCコンバータを示す図である。
従来の双方向DC/DCコンバータのインダクタ電流および各スイッチング素子の状態を示す図である。
従来の双方向DC/DCコンバータの各モード(Mode1−2〜3−1)における電流経路を示す図である。
従来の双方向DC/DCコンバータにおける貫通電流の発生を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【0028】
以下、添付図面を参照して、本発明に係る双方向DC/DCコンバータの実施形態について説明する。
【0029】
図1に、本発明の一実施形態に係る双方向DC/DCコンバータ100を示す。双方向DC/DCコンバータ100は、絶縁トランスTR1と、絶縁トランスTR1の1次側に設けられた第1インダクタL1、第1フルブリッジ回路101、第1平滑コンデンサC9および第1入出力端T1と、絶縁トランスTR1の2次側に設けられた第2インダクタL2、第2フルブリッジ回路102、第2平滑コンデンサC10および第2入出力端T2と、制御部103とを備える。
【0030】
絶縁トランスTR1は、1次巻線および2次巻線を有する。1次巻線と2次巻線は同極性であり、1次巻線と2次巻線の巻数比は、n1:n2である。絶縁トランスTR1は、例えば、高周波絶縁トランスである。
(【0031】以降は省略されています)

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