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公開番号2021027756
公報種別公開特許公報(A)
公開日20210222
出願番号2019145864
出願日20190808
発明の名称高周波絶縁電力変換器
出願人株式会社明電舎
代理人個人,個人,個人,個人
主分類H02M 3/28 20060101AFI20210125BHJP(電力の発電,変換,配電)
要約【課題】電力変換器の半導体モジュール10上にコンデンサを配置するスペースを不要とし、絶縁性を確保し、強度を向上させたコンデンサを構成する。
【解決手段】一端が半導体モジュール10の正極側モジュール端子に接続され、他端が交流側モジュール端子側に延設された他端部55a,55bを有した銅バー1-1,1-2と、一端が負極側モジュール端子に接続され、他端が交流側モジュール端子側に延設され、且つ前記他端部55a,55bとは所定間隔を隔てて対向配設された他端部55c,55dを有した銅バー2-1,2-2と、一端が交流側モジュール端子に接続され、他端が正極、負極側モジュール端子側に延設され、且つ前記他端部55a〜55dの間に所定間隔を隔てて対向配設された他端部55e,55fを有した銅バー3-1,3-2と、を備え、それら他端部55a〜55fの間に絶縁部材を挿入してコンデンサを構成した。
【選択図】 図6
特許請求の範囲【請求項1】
直流電源と、前記直流電源の正、負極端間にブリッジ接続した複数の半導体スイッチング素子をモジュール化した半導体モジュールと、前記半導体モジュールの上アームと下アームの半導体スイッチング素子の共通接続点に接続された変圧器とを備えた高周波絶縁電力変換器において、
前記半導体モジュールの主面における対向する一対の辺のうち、一方の辺側に各々所定間隔を隔てて配設され、前記直流電源の正極端に接続される正極側モジュール端子および前記直流電源の負極端に接続される負極側モジュール端子と、
前記対向する一対の辺のうち他方の辺側に配設され、前記上アームと下アームの半導体スイッチング素子の共通接続点に接続される交流側モジュール端子と、
一端が前記正極側モジュール端子に接続され、他端が前記交流側モジュール端子側に延設された正極導電板と、
一端が前記負極側モジュール端子に接続され、他端が前記交流側モジュール端子側に延設され、且つ前記正極導電板の他端部とは所定間隔を隔てて対向配設された負極導電板と、
一端が前記交流側モジュール端子に接続され、他端が前記正極側モジュール端子および負極側モジュール端子側に延設され、且つ前記正極導電板の他端部および負極導電板の他端部の間に所定間隔を隔てて対向配設された交流導電板と、
前記正極導電板と交流導電板の間、および負極導電板と交流導電板の間に挿入された絶縁材料と、を備え、
前記正極導電板、交流導電板、負極導電板および絶縁材料の対向配設部位によってコンデンサを構成したことを特徴とする高周波絶縁電力変換器。
続きを表示(約 440 文字)【請求項2】
前記コンデンサは、前記半導体モジュールの主面に対して平行に形成されていることを特徴とする請求項1に記載の高周波絶縁電力変換器。
【請求項3】
前記コンデンサは、前記正極導電板、交流導電板、負極導電板の各他端側を垂直に屈曲させて半導体モジュールの主面に対して垂直に形成されていることを特徴とする請求項1に記載の高周波絶縁電力変換器。
【請求項4】
前記正極導電板は、一端から交流側モジュール端子とは反対側に延設した正極端子板部を備え、
前記負極導電板は、一端から交流側モジュール端子とは反対側に延設し、且つ前記正極端子板部とは所定間隔を隔てて対向配設された負極端子板部を備えたことを特徴とする請求項1から3のいずれか1項に記載の高周波絶縁電力変換器。
【請求項5】
前記複数の半導体スイッチング素子の各々に対して前記コンデンサを構成したことを特徴とする請求項1から4のいずれか1項に記載の高周波絶縁電力変換器。

発明の詳細な説明【技術分野】
【0001】
本発明は、電力変換器の主回路構成に関し、特に高周波絶縁電力変換器の部分共振コンデンサの構成法に関する。
続きを表示(約 4,300 文字)【背景技術】
【0002】
直流電圧を変圧したり、電力を制御したりする目的でDC−DC変換器が用いられる。DC−DC変換器に用いられる電力変換回路としては、非絶縁のチョッパ回路の他、絶縁型のDC−DC変換回路などがある。
【0003】
後者の絶縁型DC−DC変換回路は、直流をインバータによって交流に変圧し、次にその交流を変圧器によって変圧および絶縁し、その変圧器の出力を整流器もしくはインバータによって再び直流に変換する構成を持つ。チョッパ回路と比較し、一般にスイッチング素子や変圧器などの受動素子の数が増え、構成・制御は複雑になるが、変圧器によって絶縁ができる。
【0004】
特に、インバータによって生成する交流の周波数を高くすることによって、変圧器の体積を小さくすることができるため、絶縁を商用周波数の交流と変圧器によって実現するシステムにこの回路を適用すると、大きく小型化が可能になるというメリットがある。
【0005】
一方で、インバータの高周波化は、インバータに用いられる半導体スイッチング素子(IGBTやMOSFETなど)のスイッチング周波数を高くする必要があり、スイッチング損失が増大することで、システムの効率が悪化したり、冷却装置が大型化したりするデメリットがある。
【0006】
このような回路方式の例としては、図12に示すデュアルアクティブブリッジ回路(Dual Active Bridge回路;以下DAB回路と称する)や、その他にアクティブクランプ方式1石フォーワード型DC−DCコンバータ、位相シフトブルブリッジ方式DC−DCコンバータ回路、LLC方式DC−DCコンバータなどが挙げられる。
【0007】
図12において、一次側電源V
DC1
の正、負極端間には半導体スイッチング素子S
11
〜S
14
がブリッジ接続され、一次側単相インバータ101を構成している。二次側電源V
DC2
の正、負極端間には半導体スイッチング素子S
21
〜S
24
がブリッジ接続され、二次側単相インバータ102を構成している。
【0008】
半導体スイッチング素子S
11
およびS
12
の共通接続点はリアクトルL
1
およびトランスTrの一次巻線l
1
を介して半導体スイッチング素子S
13
およびS
14
の共通接続点に接続されている。
【0009】
半導体スイッチング素子S
21
およびS
22
の共通接続点はリアクトルL
2
およびトランスTrの二次巻線l
2
を介して半導体スイッチング素子S
23
およびS
24
の共通接続点に接続されている。
【0010】
図中のi
DC1
は一次側の直流電流、i
DC2
は二次側の直流電流、i
L1
,i
L2
はリアクトルL
1
,L
2
に各々流れる電流、v
1
は一次側の交流電圧、v
2
は二次側の交流電圧を示している。
【0011】
これら回路において、スイッチング損失を低減する手法として、部分共振手法を用いたDC−DC変換回路が提案されている。例えばDAB回路においては、各スイッチング素子に並列にコンデンサを接続し、ターンオフ時の電圧変化を緩やかにすることで、ソフトスイッチングを実現しスイッチング損失を低減する。
【0012】
一方ターンオン時には、コンデンサが充電されたままだとハードスイッチングになるため、ターンオン前に主回路中のインダクタンス(交流変圧器の漏れインダクタンスや、追加のリアクトル)に流れる主電流を用いてコンデンサを放電させ、並列ダイオード(半導体スイッチング素子に逆並列に接続されたフリーホイールダイオード)に電流を通電させた状態とした上でターンオンすることで、零電圧スイッチングによるソフトスイッチングを実現する。
【0013】
ソフトスイッチング動作の例を図13、図14を用いて説明する。図13(a)の構成を基に、ターンオフ時のソフトスイッチング動作及び、ターンオン時のソフトスイッチング動作を順を追って示す。
【0014】
この図13(a)において、Sは例えば図12で用いられる半導体スイッチング素子、Dは半導体スイッチング素子Sに逆並列接続されたフリーホイールダイオード、Cは部分共振用コンデンサ、LはDC−DC変換用のリアクトルである。
【0015】
また半導体スイッチング素子Sに流れる電流iは、矢印の方向を正として規定する。また同様に半導体スイッチング素子Sにかかる電圧vは、矢印の方向を正として規定する。
【0016】
まず、ターンオフ時のソフトスイッチング動作について示す。図13(b)の状態を初期状態とする。Sはオンとなっており、正の方向に電流iが流れている。ここで、図13(c)に示すようにSをオフすると、電流はCに転流し、それによって充電され電圧vが上昇する。充電が完了すると、図13(d)のように、Lに流れる電流はS,Dを流れることが出来ず、別の経路(例えば反対アームの半導体スイッチング素子のフリーホイールダイオードなど)に転流する。このときの電圧vと電流iの変化の様子を図14に示す。
【0017】
図14(a)はCの容量が小さい(もしくは0≒半導体スイッチング素子の寄生容量成分のみ)場合を示し、図14(b)はCの容量が大きい場合を示している。
【0018】
Cの容量が小さい場合(図14(a))、電圧の立ち上りが早く、電流×電圧で示されるスイッチング損失が大きくなる。一方Cの容量が大きい場合(図14(b))、Sに流れる電流iは急峻な傾きを持って零に向かうが、電圧はゆっくりと上昇する。その結果、スイッチング損失が小さく(即ちソフトスイッチング動作に)なる。
【0019】
次に、ターンオン時のソフトスイッチング動作について示す。図13(e)の状態を初期状態とする。このとき半導体スイッチング素子Sの両端電圧vは正に充電されている(一般的にインバータの直流電圧に充電されている)。
【0020】
この状態で、半導体スイッチング素子Sをオンすると、コンデンサCを短絡することになり、ハードスイッチング動作となる。従って、Cに充電された電荷を、Sをオンする前に引き抜いてvをゼロにしておく必要がある。
【0021】
まず、図13(f)のように、何らかの手法(例えば、対向アームに流れる電流を遮断するなど)により、Lに流れる電流をコンデンサCに転流させる。これによってCの電荷を放電させる。
【0022】
放電が完了すると、図13(g)に示すようにダイオードDが導通しLの電流はDに転流する。この状態において図13(h)に示すようにSをオンすると、Sは電流零、電圧約零の状態でオンすることができ、ソフトスイッチング動作を実現できる。その後Lに流れる電流の向きが変われば、Sに電流を流すことができる。
【0023】
以上のように、半導体スイッチング素子に並列に接続されるコンデンサと、変換器が備えるリアクトル(絶縁用変圧器の漏れインダクタンスでも良い)によって、ソフトスイッチングを実現する手法が一部で用いられている。
【0024】
尚、本発明に関連する電力変換装置としては、従来、例えば特許文献1、2に記載のものが提案されていた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0025】
特許第6318563号公報
特開2003−319665号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0026】
部分共振方式によるスイッチング損失低減を実現するために必要な、半導体スイッチング素子それぞれに接続するコンデンサは、半導体モジュールの端子間に配線する必要がある。例えば、リード線を用いて配線したり、プリント基板上にコンデンサを配置して固定したりするなどの方法をとることが求められる。
【0027】
しかし、一般に半導体モジュールの端子間周辺は、主回路の配線(ケーブルやバスバーなど)や、制御用の基板などが配置され、追加のコンデンサを設置するスペースを十分確保することが困難である場合がある。特に高周波スイッチングを行う変換器では、配線の寄生インピーダンスを小さく抑えるため、半導体モジュール端子と、周辺の受動素子をなるべく近接して配線する必要があり、結果として追加のコンデンサを配置するスペースが限られる事が考えられる。
【0028】
リード線や基板による固定方法は、振動が発生する環境において、物理的な強度が不足しがちであり、故障を引き起こす可能性が高くなる。狭いスペースに配線を行う場合、絶縁の確保が困難になり、追加の絶縁を施すことが必要になる可能性がある。
【0029】
コンデンサには高い周波数で大きな充放電電流が流れる。コンデンサはこれによって発生する発熱に耐えられるように設計する必要があるが、小さなコンデンサは一般に放熱性は高くないため、複数のコンデンサを直列・並列に接続することによって構成する等の対策をとることが求められる可能性があり、設置スペースの増大、部品・製作コストの増加などの問題が発生する。
【0030】
本発明は、以上のようなコンデンサの設置性や、選定の問題を解決するものであり、その目的は、半導体モジュール上に追加のコンデンサを配置するスペースを不要とし、絶縁性を確保し、強度を向上させたコンデンサを構成することができる高周波絶縁電力変換器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
(【0031】以降は省略されています)

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