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公開番号2021002981
公報種別公開特許公報(A)
公開日20210107
出願番号2019116784
出願日20190624
発明の名称電力変換装置
出願人株式会社SOKEN,株式会社デンソー
代理人個人,個人,個人,個人
主分類H02M 7/12 20060101AFI20201204BHJP(電力の発電,変換,配電)
要約【課題】フルブリッジ回路を備える電力変換装置において、過電流が流れるのを抑制できる電力変換装置を提供することを目的とする。
【解決手段】電力変換装置100が備える制御装置30は、電圧センサ23により検出された交流電源200の検出電圧に基づいて、交流電源200の実際の電圧値が正極性であるか負極性であるかを判定し、交流電源200の実際の電圧値の極性が切り替わると判定するたびに、第1スイッチ及び第4スイッチの組と、第2スイッチ及び第3スイッチの組とのうち、オン操作する組を交互に切り換える。第1交流側端子TA1とフルブリッジ回路12とを接続する第5配線LP5には、第2リアクトル20が設けられている。
【選択図】 図1
特許請求の範囲【請求項1】
第1リアクトル(13)、第1交流側端子(TA1)、第2交流側端子(TA2)、第1直流側端子(TD1)、第2直流側端子(TD1)、前記各交流側端子と前記第1リアクトルとの間に設けられたフルブリッジ回路(12)、及び前記各交流側端子から入力された交流電源(200)の交流電圧を直流電圧に変換して前記各直流側端子から出力する機能、及び前記各直流側端子から入力された直流電圧を交流電圧に変換して前記各交流側端子から出力する機能のうち、少なくとも一方の機能を有する制御部(30)を備える電力変換装置(100)において、
前記フルブリッジ回路は、第1スイッチ(SW1)及び第2スイッチ(SW2)の直列接続体、並びに第3スイッチ(SW3)及び第4スイッチ(SW4)の直列接続体を有し、前記各直列接続体が並列接続されて構成されており、
前記第1スイッチ、前記第2スイッチ、前記第3スイッチ及び前記第4スイッチそれぞれには、ダイオード(D1〜D4)が逆並列に接続されており、
前記第1交流側端子には、前記第1スイッチと前記第2スイッチとの接続点が接続されており、
前記第2交流側端子には、前記第3スイッチと前記第4スイッチとの接続点が接続されており、
前記制御部は、電圧センサ(23)により検出された前記交流電源の電圧値である検出電圧に基づいて、前記交流電源の実際の電圧値が正極性であるか負極性であるかを判定し、前記交流電源の実際の電圧値の極性が切り替わると判定するたびに、前記第1スイッチ及び前記第4スイッチの組と、前記第2スイッチ及び前記第3スイッチの組とのうち、オン操作する組を交互に切り換え、
前記第1交流側端子と、前記第1スイッチ及び前記第2スイッチの接続点との間、及び第2交流側端子と、前記第3スイッチ及び前記第4スイッチの接続点との間の少なくとも一方に設けられた第2リアクトル(20)を備える電力変換装置。
続きを表示(約 1,100 文字)【請求項2】
前記第2リアクトルは、前記第2リアクトルに流れる正側定格電流と前記第2リアクトルに流れる負側定格電流とで規定される第1電流範囲のうち、ゼロを中心とした一部の電流範囲である第2電流範囲において、他の電流範囲よりもインダクタンスが大きくされている請求項1に記載の電力変換装置。
【請求項3】
前記第2リアクトルは、前記第1電流範囲のうち、前記第2電流範囲以外の範囲において、前記第2リアクトルに流れる電流の絶対値が大きくなるほど、インダクタンスが小さくされている請求項2に記載の電力変換装置。
【請求項4】
前記第2リアクトルのインダクタンスは、前記第1電流範囲において、前記第1リアクトルのインダクタンスよりも小さくされている請求項2又は3に記載の電力変換装置。
【請求項5】
前記第1電流範囲のうち、前記第2電流範囲以外の範囲において、前記第1リアクトルに流れる電流の絶対値の増加に伴う前記第1リアクトルのインダクタンスの低下割合よりも、前記第2リアクトルに流れる電流の絶対値の増加に伴う前記第2リアクトルのインダクタンスの低下割合が大きい請求項2〜4のいずれか1項に記載の電力変換装置。
【請求項6】
前記第2電流範囲は、前記第1電流範囲の60%以下かつ30%以上の範囲である請求項2〜5のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項7】
前記制御部は、
前記第1リアクトルに流れるリアクトル電流を取得する第1電流取得部と、
前記検出電圧に基づいて生成される正弦波状の指令電流を算出する指令値算出部(31,32,33,34)と、
前記指令電流を電流補正値により補正する電流補正部(40)と、
前記リアクトル電流を、前記電流補正部により補正された指令電流に制御すべく、ピーク電流モード制御により駆動スイッチ(SW5,SW6)を操作する電流制御部(50)と、
前記第2リアクトルに流れる電流を取得する第2電流取得部と、を備え、
前記電流補正値は、取得された前記第2リアクトルに流れる電流に基づいて、前記電流補正値を設定する請求項1〜6のいずれか一項に記載の電力変換装置。
【請求項8】
前記電流補正値は、下記式(1)により算出される請求項7に記載の電力変換装置。
ここで、Ihは電流補正値であり、Vrmsは前記交流電源の交流電圧の実効値であり、θは前記検出電圧の位相であり、Vdcは前記直流電圧であり、Tswは前記駆動スイッチの1スイッチング周期であり、L1は前記第1リアクトルのインダクタンスであり、L2は前記第2リアクトルのインダクタンスである。

発明の詳細な説明【技術分野】
【0001】
本発明は、フルブリッジ回路を備える電力変換装置に関する。
続きを表示(約 6,600 文字)【背景技術】
【0002】
特許文献1には、AC・DC変換装置のリアクトルに流れるリアクトル電流を指令電流に制御すべく、周知のピーク電流モード制御により駆動スイッチを操作する制御装置が開示されている。この制御装置は、交流電源の電圧を検出電圧として取得し、取得した検出電圧の位相に応じて変化する電流補正値を指令電流に加算することで、出力電流の歪みを低減している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0003】
特開2015−198460号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
電力変換装置では、電圧センサにより検出された検出電圧により交流電源の実際の電圧である実電圧の極性が変化するタイミングを判定し、このタイミングに同期させて、フルブリッジ回路を構成するスイッチのうち、オン操作する組を交互に切り換える。ここで、実電圧に対して、検出電圧に位相ずれや上下のオフセットが生じることにより、オン操作されるスイッチの組とオフ操作されるスイッチの組との切り替えタイミングが、実電圧の極性が切り替わるタイミングからずれる場合がある。このことにより、フルブリッジ回路内において、オンしているスイッチの組と、オフしているスイッチの組に逆並列に接続されたダイオードとを含む短絡回路が形成され、この短絡回路に過電流が流れることが懸念される。
【0005】
本発明は、上記課題に鑑みたものであり、フルブリッジ回路を備える電力変換装置において、過電流が流れるのを抑制できる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0006】
上記課題を解決するために本発明は、第1リアクトル、第1交流側端子、第2交流側端子、第1直流側端子、第2直流側端子、前記各交流側端子と前記第1リアクトルとの間に設けられたフルブリッジ回路、及び前記各交流側端子から入力された交流電源の交流電圧を直流電圧に変換して前記各直流側端子から出力する機能、及び前記各直流側端子から入力された直流電圧を交流電圧に変換して前記各交流側端子から出力する機能のうち、少なくとも一方の機能を有する制御部を備える電力変換装置に関する。前記フルブリッジ回路は、第1スイッチ及び第2スイッチの直列接続体、並びに第3スイッチ及び第4スイッチの直列接続体を有し、前記各直列接続体が並列接続されて構成されており、前記第1スイッチ、前記第2スイッチ、前記第3スイッチ及び前記第4スイッチそれぞれには、ダイオードが逆並列に接続されており、前記第1交流側端子には、前記第1スイッチと前記第2スイッチとの接続点が接続されており、前記第2交流側端子には、前記第3スイッチと前記第4スイッチとの接続点が接続されており、前記制御部は、電圧センサにより検出された前記交流電源の電圧値である検出電圧に基づいて、前記交流電源の実際の電圧値が正極性であるか負極性であるかを判定し、前記交流電源の実際の電圧値の極性が切り替わると判定するたびに、前記第1スイッチ及び前記第4スイッチの組と、前記第2スイッチ及び前記第3スイッチの組とのうち、オン操作する組を交互に切り換え、前記第1交流側端子と、前記第1スイッチ及び前記第2スイッチの接続点との間、及び第2交流側端子と、前記第3スイッチ及び前記第4スイッチの接続点との間の少なくとも一方に設けられた第2リアクトルを備える。
【0007】
上記構成では、第1交流側端子と第1スイッチ及び第2スイッチの接続点との間、及び第2交流側端子と第3スイッチ及び第4スイッチの接続点との間の少なくとも一方に第2リアクトルが設けられている。第2リアクトルが有するインダクタンスにより、第1,第2交流側端子に流れる電流の変化が抑制される。これにより、オン操作されるスイッチの組とオフ操作されるスイッチの組との切り替えタイミングが、交流電源における実際の電圧の極性が切り替わるタイミングからずれる場合であっても、過電流が流れるのを抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【0008】
電力変換装置の構成図。
交流電圧センサの回路図。
制御装置の機能ブロック図。
電流補正部の構成図。
電力変換装置の動作を説明するタイミングチャート。
第1,第2交流側端子に流れる過電流の詳細を説明する図。
第1,第2交流側端子に流れる過電流の詳細を説明する図。
第2リアクトルのインピーダンスを説明する図。
本実施形態の作用効果を説明する図。
比較例の作用効果を説明する図。
基準補正値マップの作成方法を説明する図。
【発明を実施するための形態】
【0009】
本実施形態に係る電力変換装置を具体化した一実施形態について説明する。本実施形態では、電力変換装置は、直流側端子を通じて直流電源から供給される直流電力を、交流電力へ変換して交流電源に供給する。
【0010】
図1に示す電力変換装置100の第1,第2直流側端子TD1,TD2には、不図示の直流電源が接続されており、第1,第2交流側端子TA1,TA2には、交流電源200が接続されている。交流電源200は、例えば商用電源であり、直流電源は、例えばバッテリやDC・DC変換回路である。
【0011】
電力変換装置100は、コンデンサ16と、ハーフブリッジ回路15と、中間コンデンサ14と、第1リアクトル13と、フルブリッジ回路12と、第1〜第6配線LP1〜LP6とを備えている。
【0012】
第1直流側端子TD1には、第1配線LP1の第1端が接続されており、第2直流側端子TD2には第2配線LP2の第1端が接続されている。第1配線LP1と第2配線LP2とは、コンデンサ16により接続されている。
【0013】
第1,第2配線LP1,LP2の第2端には、ハーフブリッジ回路15が接続されている。ハーフブリッジ回路15は、第5スイッチSW5と、第6スイッチSW6とを備えている。第5,第6スイッチSW5,SW6は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、NチャネルMOSFETである。第5スイッチSW5のソースと、第6スイッチSW6のドレインとが接続されている。第5スイッチSW5のドレインが第1配線LP1に接続され、第6スイッチSW6のソースが第2配線LP2に接続されている。
【0014】
ハーフブリッジ回路15とフルブリッジ回路12とは、第3配線LP3及び第4配線LP4により接続されている。第3配線LP3の第1端は、第5スイッチSW5のソースと、第6スイッチSW6のドレインとの間の第1接続点K1に接続されている。第3配線LP3には、第1リアクトル13が設けられている。また、第4配線LP4の第1端は、第6スイッチSW6のソースに接続されている。第3,第4配線LP3,LP4それぞれの第2端は、フルブリッジ回路12に接続されている。第3配線LP3と第4配線LP4とは、中間コンデンサ14により接続されている。
【0015】
フルブリッジ回路12は、第1〜第4スイッチSW1〜SW4を備えている。第1〜第4スイッチSW1〜SW4は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、NチャネルMOSFETである。第1スイッチSW1のソースと、第2スイッチSW2のドレインとが接続されている。第3スイッチSW3のソースと、第4スイッチSW4のドレインとが接続されている。第1,第3スイッチSW1,SW3の各ドレインが第3配線LP3に接続され、第2,第4スイッチSW2,SW4の各ソースが第4配線LP4に接続されている。第1〜第4スイッチSW1〜SW4それぞれは、逆並列接続された第1〜第4ボディーダイオードD1〜D4を備えている。
【0016】
第3スイッチSW3のソースと第4スイッチSW4のドレインとの間の第2接続点K2は、第6配線LP6の第1端に接続されており、第6配線LP6の第2端は第2交流側端子TA2に接続されている。第1スイッチSW1と第2スイッチSW2との第3接続点K3は、第5配線LP5の第1端に接続されており、第5配線LP5の第2端は第1交流側端子TA1に接続されている。
【0017】
電力変換装置100は、直流電圧センサ21と、リアクトル電流センサ22と、交流電圧センサ23とを備えている。直流電圧センサ21は、第1,第2配線LP1,LP2の間に接続されており、第1,第2直流側端子TD1,TD2を通じて入力される電圧を直流電圧Vdcとして検出する。リアクトル電流センサ22は、第4配線LP4に設けられており、第1リアクトル13に流れる電流をリアクトル電流ILrとして検出する。交流電圧センサ23は、第5,第6配線LP5,LP6の間に接続されており、交流電源200の電圧を検出電圧Vacとして検出する。
【0018】
交流電圧センサ23は、図2に示すように、基準電圧生成部231と、ボルテージフォロア部232と、差動増幅部233とを備えている。基準電圧生成部231は、抵抗R1,R2の直列接続体と、低電圧源241とを備えており、低電圧源241から供給される電圧を抵抗R1,R2で分圧することにより基準電圧Vsを出力する。基準電圧Vsは、交流電圧センサ23の検出電圧Vacの基準となる電圧であり、具体的には、交流電源200の実際の電圧値である実電圧Vrが0になる場合の検出電圧Vacである。差動増幅部233が有するオペアンプ242の反転入力端子には、第5配線LP5を介して交流電源200が接続されており、非反転入力端子には、第6配線LP6を介して交流電源200が接続されている。オペアンプ242の反転入力端子と出力端子とは、ローパスフィルタ243で接続されている。基準電圧生成部231からの基準電圧Vsは、ボルテージフォロア部232を介して、オペアンプ242の非反転入力端子に入力される。オペアンプ242は、基準電圧Vsを中心として、交流電源200の実電圧Vrに応じた検出電圧Vacを出力する。
【0019】
本実施形態では、検出電圧Vacの極性を次のように定めている。第1交流側端子TA1の電圧が第2交流側端子TA2の電圧よりも大きい状態を、検出電圧Vacが正極性であるとし、第2交流側端子TA2の電圧が第1交流側端子TA1の電圧よりも大きい状態を、検出電圧Vacが負極性であるとする。
【0020】
図1の説明に戻り、電力変換装置100は、第1,第2交流側端子TA1,TA2に流れる電流を出力電流Iacとして検出する出力電流センサ24を備えている。本実施形態では、出力電流センサ24は、第5配線LP5に設けられている。第1交流側端子TA1から交流電源200を介して第2交流側端子TA2の向きに流れる出力電流Iacを正極性とし、第2交流側端子TA2から交流電源200を介して第1交流側端子TA1の向きに流れる出力電流Iacを負極性とする。各センサ21〜24の検出値は、制御装置30に入力される。
【0021】
制御装置30は、第1〜第6スイッチSW1〜SW6をオンオフ操作する。なお、制御装置30が提供する各機能は、例えば、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ハードウェア、又はそれらの組み合わせによって提供することができる。
【0022】
制御装置30は、取得したリアクトル電流ILrを、検出電圧Vacに基づいて算出した指令電流ILa*に制御すべく、ピーク電流モード制御により第5,第6スイッチSW5,SW6をオンオフ操作する。制御装置30は、第1,第4スイッチSW1,SW4の組と、第2,第3スイッチSW2,SW3の組とのうち、実電圧Vrが正極性となる期間では、第1,第4スイッチSW1,SW4の組をオン操作し、実電圧Vrが負極性となる期間では、第2,第3スイッチSW2,SW3の組をオン操作する。
【0023】
次に、図3を用いて、制御装置30の機能を説明する。制御装置30は、位相推定部31、波形生成部32、乗算器33、絶対値算出部34、加算器35、電流補正部40及び電流制御部50を備えている。本実施形態では、制御装置30が、第1電流取得部に相当する。
【0024】
位相推定部31は、検出電圧Vacに基づいて、検出電圧Vacの位相θを推定する。この推定方法の一例について説明すると、位相推定部31は、検出電圧Vacの1周期(360°)をカウントし、カウントした値に基づいて位相θを推定する。本実施形態では、検出電圧Vacが基準電圧Vsを上回るタイミングをθ=0°とし、検出電圧Vacが基準電圧Vsを下回るタイミングをθ=180°とする。
【0025】
波形生成部32は、位相推定部31により推定された検出電圧Vacの位相θに基づいて、検出電圧Vacの基準波形sinθを生成する。基準波形sinθは、検出電圧Vacの半周期(T/2)における電圧変化を示す値であり、振幅が1であり、検出電圧Vacと同じ周期で変動する。本実施形態においては、基準波形sinθは、検出電圧Vacと同位相となる。
【0026】
乗算器33は、リアクトル電流ILrの振幅指令値Ia*と基準波形sinθとを乗算する。振幅指令値Ia*は、リアクトル電流ILrの振幅を定める指令値である。絶対値算出部34は、乗算器33からの出力値の絶対値を、補正前指令電流IL*として設定する。本実施形態では、位相推定部31と、波形生成部32と、乗算器33と、絶対値算出部34とが指令値算出部に相当する。
【0027】
電流補正部40は、出力電流Iacの歪みを抑制すべく、補正前指令電流IL*に対する補正に用いる電流補正値Icを設定する。本実施形態に係る電流補正部40の構成について図4を用いて説明する。直流電圧を交流電圧に変換する場合、補正前指令電流IL*と、歪みが生じているリアクトル電流ILrの平均値Iaveとの差を示す乖離幅Δiは、実電圧Vrゼロクロスタイミング付近において最も小さな値となる。ここで、乖離幅Δiは、出力電流Iacの歪みの要因となる。乖離幅Δiは、補正前指令電流IL*からリアクトル電流ILrの平均値Iaveを引いた下記式(1)を用いて演算することができる。なお、下記式(1)の導出方法については後述する。
【0028】
上記式(1)により、直流電圧を交流電圧に変換する場合、乖離幅Δiは、実電圧Vrのゼロクロスタイミングにおいて最小値を取り、実電圧Vrのピークタイミングにおいて最大値を取る。そのため、上記式(1)により算出される乖離幅Δiに応じて、電流補正値Icを算出することにより、出力電流Iacの歪みを抑制することができる。
【0029】
電流補正部40は、図4に示すように、実効値算出部41と、上限値設定部42と、基準補正値算出部43と、最小値選択部44と、を備えている。実効値算出部41は、実電圧Vrの実効値Vrmsを算出する。
【0030】
上限値設定部42は、実効値Vrmsと、振幅指令値Ia*とに基づいて上限値Idcを設定する。振幅指令値Ia*が大きいほど、リアクトル電流ILrの増加分が大きくなるため、上限値設定部42は、振幅指令値Ia*が大きいほど、上限値Idcを大きな値に設定する。また、実効値Vrmsが大きいほど、第5スイッチSW5のオン期間のデューティ比が大きくなり、乖離幅が増加するため、上限値Idcを大きな値に設定する。
(【0031】以降は省略されています)

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