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公開番号2020025459
公報種別公開特許公報(A)
公開日20200213
出願番号2019189638
出願日20191016
発明の名称直流電源装置及びこれを搭載した空気調和機
出願人日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社
代理人特許業務法人磯野国際特許商標事務所
主分類H02M 7/12 20060101AFI20200121BHJP(電力の発電,変換,配電)
要約【課題】交流電源の力率を改善し、高い直流出力電源の直流電圧を得る直流電源を、少ない部品点数で高い回路効率の直流電源装置と、効率のよい空気調和機を提供する。
【解決手段】
第1、第2のMOSFET(Q1,Q2)と第1、第2のダイオードD1,D2とを有するブリッジ整流回路と、リアクトル12と、平滑コンデンサ13と、MOSFETのどちらか一方に通電するようにオン/オフする動作を複数回繰り返す制御回路16と、を備え、MOSFETは、スーパージャンクション構造を有し、p型半導体層に重金属を拡散させるか、重粒子の粒子線を照射されており、制御回路は、交流電源を短絡する側のMOSFETをオフし、所定時間後に、平滑コンデンサに通流する側のMOSFETをオンし、交流電源を短絡する側のMOSFETをオンする所定時間前に平滑コンデンサに通流する側のMOSFETをオフする動作を、交流電源の半周期内に複数回繰返す。
【選択図】 図1
特許請求の範囲【請求項1】
直流出力電源の正極端子と負極端子との間に直列接続された第1、第2のMOSFETおよび前記正極端子と負極端子の間に直列接続された第1、第2のダイオードを有するブリッジ整流回路と、
交流電源の一端と前記第1、第2のMOSFETの直列接続点との間に接続されたリアクトルと、
前記直流出力電源の正極端子と負極端子の間に接続された平滑コンデンサと、
前記交流電源の半周期内に、前記リアクトルに流れる電流を前記第1、第2のMOSFETのどちらか一方に通電する動作を複数回繰り返すように前記第1、第2のMOSFETをオン/オフさせる制御回路と、
を備え、
前記交流電源の他端が前記第1、第2のダイオードの直列接続点に接続され、
各前記第1、第2のMOSFETは、半導体のドリフト領域においてp型半導体層とn型半導体層とを交互に配置したスーパージャンクション構造を有し、かつ、前記p型半導体層に重金属を拡散させるか、または、重粒子の粒子線を照射されており、
前記制御回路は、前記第1、第2のMOSFETのうち、前記リアクトルとダイオードとを通して前記交流電源を短絡する側のMOSFETをオフし、さらに所定時間経過後に、前記平滑コンデンサに通流する側のMOSFETをオンし、前記リアクトルがダイオードを通して交流電源を短絡する側のMOSFETをオンする所定時間前に前記平滑コンデンサに通流する側のMOSFETをオフする動作を、前記交流電源の半周期内に複数回繰返す、
ことを特徴とする直流電源装置。
続きを表示(約 48 文字)【請求項2】
請求項1に記載の直流電源装置を備えることを特徴とする空気調和機。

発明の詳細な説明【技術分野】
【0001】
本発明は、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換して出力する直流電源装置と、これを搭載した空気調和機に関する。
続きを表示(約 16,000 文字)【背景技術】
【0002】
交流電源を4つのダイオードからなるブリッジ整流回路のリアクトルが接続される側でダイオードの代わり、もしくは並列にMOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor:絶縁ゲート電界効果トランジスタ)を用いて所定の制御を行い、整流回路の効率向上を行う同期整流と言われる方式がある。
また、MOSFETに並列に接続されるダイオードはMOSFETの寄生ダイオードによる方法がある(特許文献1)。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0003】
特許第4984751号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
しかしながら、特許文献1で開示された同期整流の整流回路は、ダイオードにMOSFETを並列に接続しているため回路効率を向上することできるものの、並列に部品を構成しているため、回路部品点数が増加して小型化できないという課題がある。
また、交流電源の半周期の間に一度のMOSFETのオン/オフ動作を行う方式で制御されており、昇圧できる出力電圧範囲は限定的で直流出力電源の高い出力電圧を得る整流回路を実現できないという課題がある。
また、交流電源電流に含まれる高調波電流成分も高いので入力電源の力率は低いという課題がある。
また、MOSFETに並列に接続されるダイオードをMOSFETの寄生ダイオードを用いる方法も示されているが、一般に寄生ダイオードのスイッチング速度は遅いため、それぞれのMOSFETをオン/オフするスイッチング動作を行うときに、直流出力電源をMOSFETが短絡して流れる過電流が発生するという課題がある。
このため、交流電源の半周期の間に複数回スイッチング動作を行う場合や、可聴周波数を超える、例えば15kHz以上でスイッチング動作を繰り返す場合には、スイッチング損失が増大して整流回路の回路効率が低下するという課題がある。
さらに、交流電源の半周期の間に複数回のスイッチング動作を行う場合には、2つのうち、いずれかのMOSFETに電流が通流することになり、別にダイオードを並列に接続した方式に比べてMOSFETの発熱量が大きいという課題がある。
また、寄生ダイオードに電流が流れているときにゲート信号を印加してチャネル電流を流したときには、ダイオードとしての機能を消失する点については考慮されておらず、MOSFETに並列に接続したダイオードを接続した場合に比べて、逆回復時間が増大して直流電源を短絡する短絡電流が増大すると共に、短絡時間が増大し素子の破損に至る可能性があるという課題がある。
【0005】
本発明は、前記した課題に鑑みて創案されたものであり、交流電源の高調波電流成分を抑制して力率を改善し、高い直流出力電源の直流電圧を得る直流電源を、少ない部品点数で高い回路効率の直流電源装置を提供すること目的とする。また、前記直流電源装置を搭載した効率のよい空気調和機を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0006】
前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
すなわち、本発明の直流電源装置は、直流出力電源の正極端子と負極端子との間に直列接続された第1、第2のMOSFETおよび前記正極端子と負極端子の間に直列接続された第1、第2のダイオードを有するブリッジ整流回路と、交流電源の一端と前記第1、第2のMOSFETの直列接続点との間に接続されたリアクトルと、前記直流出力電源の正極端子と負極端子の間に接続された平滑コンデンサと、前記交流電源の半周期内に、前記リアクトルに流れる電流を前記第1、第2のMOSFETのどちらか一方に通電する動作を複数回繰り返すように前記第1、第2のMOSFETをオン/オフさせる制御回路と、を備え、前記交流電源の他端が前記第1、第2のダイオードの直列接続点に接続され、各前記第1、第2のMOSFETは、半導体のドリフト領域においてp型半導体層とn型半導体層とを交互に配置したスーパージャンクション構造を有し、かつ、前記p型半導体層に重金属を拡散させるか、または、重粒子の粒子線を照射されており、前記制御回路は、前記第1、第2のMOSFETのうち、前記リアクトルとダイオードとを通して前記交流電源を短絡する側のMOSFETをオフし、さらに所定時間経過後に、前記平滑コンデンサに通流する側のMOSFETをオンし、前記リアクトルがダイオードを通して交流電源を短絡する側のMOSFETをオンする所定時間前に前記平滑コンデンサに通流する側のMOSFETをオフする動作を、前記交流電源の半周期内に複数回繰返す、ことを特徴とする。
【0007】
また、本発明の空気調和機は、前記直流電源装置を備えることを特徴とする。
【0008】
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
【発明の効果】
【0009】
本発明によれば、交流電源の高調波電流成分を抑制して力率を改善し、高い直流出力電源の直流電圧を得る直流電源を、少ない部品点数で高い回路効率の直流電源装置を提供できる。また、前記直流電源装置を搭載した効率のよい空気調和機を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【0010】
本発明の第1実施形態に係る直流電源装置の構成例を示す図であり、(a)は直流電源装置の構成と、交流電源と負荷との接続関係を示し、(b)はMOSFETと寄生ダイオードの関連を示している。
図1において用いたMOSFETの断面の構造例を示す図であり、(a)はMOSFETの断面構造を示し、(b)はMOSFETのソースとゲート付近の構造を拡大して示している。
本発明の第1実施形態に係るMOSFETのゲート電圧印加時の逆回復時間を測定する測定回路を示す図であり、(a)はゲート信号同時切替時の逆回復時間を測定する回路例を示し、(b)は逆回復時間測定時のGate信号1,2と逆方向電流の波形を示している。
本発明の第1実施形態に係るMOSFETのゲート電圧オフ時の逆回復時間を測定する測定回路を示す図であり、(a)はQ1のゲート信号オフ時の逆回復時間を測定する回路を示し、(b)は逆回復時間測定時のGate信号1,2と逆方向電流の波形を示している。
図1に示す直流電源装置の電圧、電流波形と制御信号を示す図である。
本発明の第一実施形態に係る動作モード毎の電流通電経路を示す図であり、(a)は交流電源の電圧がリアクトルに接続する側の方が高い場合の電流経路を示し、(b)はMOSFETが共にオフのときの電流経路を示し、(c)はMOSFETをオンからオフにしたときの電流経路を示し、(d)はQ1をオフにした状態でQ2をオンしたときの電流経路を示している。
本発明の第2実施形態に係る直流電源装置の構成例を示す図であり、(a)は直流電源装置の構成と、交流電源と負荷との接続関係を示し、(b)はMOSFETの制御信号と関連する各信号を示している。
本発明の第3実施形態に係る空気調和機の構成例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0011】
以下、本発明を実施するための形態(以下においては「実施形態」と表記する)を、適宜、図面を参照して説明する。
【0012】
≪第1実施形態≫
本発明の第1実施形態の直流電源装置を、図を参照して説明する。
図1は、本発明の第1実施形態に係る直流電源装置の構成例を示す図であり、(a)は直流電源装置の構成と、交流電源と負荷との接続関係を示し、(b)はMOSFET(Q1,Q2)と寄生ダイオードの関連を示している。
【0013】
<直流電源装置の構成と動作:その1>
図1の(a)において、直流電源装置100は、n型のMOSFET(Q1:第1のMOSFET)、n型のMOSFET(Q2:第2のMOSFET)、ダイオードD1(第1のダイオード)、ダイオードD2(第2のダイオード)、リアクトル12、平滑コンデンサ13、交流電源電圧検出回路11、直流出力電圧検出回路15、電流検出回路14、制御回路16によって構成されている。
直流電源装置100の機能、動作の概要は次のとおりである。
直流電源装置100は、前記のMOSFET(Q1,Q2)とダイオードD1,D2とによるブリッジ整流回路によって、交流電圧(電力)を直流電圧(電力)に整流し、平滑コンデンサ13によって、平滑化、安定化された直流電圧(電力)を出力する。
また、リアクトル12と、交流電源電圧検出回路11と直流出力電圧検出回路15と電流検出回路14とによる電圧、電流の信号を基に制御回路16によってMOSFET(Q1,Q2)が所定の制御をされることによって、直流電源装置100は、昇圧動作をするとともに、所定の力率を確保する動作をする。
【0014】
次に、直流電源装置100の各部の構成と動作について詳しく説明する。
MOSFET(Q1)のソース電極とMOSFET(Q2)のドレイン電極が接続され、MOSFET(Q1)のドレイン電極は、直流出力電源の正極端子Epに接続され、MOSFET(Q2)のソース電極は、直流出力電源の負極端子Enに接続されている。
ダイオードD1のアノードとダイオードD2のカソードが接続され、ダイオードD1のカソードは正極端子Epに接続され、ダイオードD2のアノードは負極端子Enに接続されている。
平滑コンデンサ13の正極(もしくは一端)は正極端子Epに接続され、負極(もしくは他端)は負極端子Enに接続されている。
MOSFET(Q1)のドレイン電極とMOSFET(Q2)のソース電極は、リアクトル12を介して交流電源110の一端に接続されている。
ダイオードD1のアノードとダイオードD2のカソードは、交流電源110の他端に接続されている。
【0015】
以上のように、所定の制御をされるMOSFET(Q1,Q2)とダイオードD1,D2とによって、ブリッジ整流回路が構成されるので、交流電源110の交流電圧(電力)が前記のブリッジ整流回路で整流されて直流電圧(電力)が平滑コンデンサ13に蓄積される。
また、正極端子Epと負極端子Enとが直流電源装置100の直流出力電源の端子となっている。
また、平滑コンデンサ13の両端子、すなわち正極端子Epと負極端子Enは、負荷120に接続されて、負荷120に直流電圧(電力)を供給する。
【0016】
<寄生ダイオード:その1>
なお、MOSFET(Q1,Q2)には、図1の(b)に示すように、ソース・ドレイン間に寄生ダイオードDpが、MOSFETの構造上、必然的に構成される。
この寄生ダイオードDpのpn接合面に形成される空乏層に蓄積される電荷によって、前記した、あるいは後記する逆回復電流が生じることになる。
この寄生ダイオードDpは、図1の(a)においては、記載を省略している。
また、寄生ダイオードDpの具体的な構成は、後記する。
【0017】
<直流電源装置の構成と動作:その2>
再び、図1の(a)について説明する。
制御回路16は、交流電源110の交流電圧を交流電源電圧検出回路11と、平滑コンデンサ13の両端の直流出力電圧を検出する直流出力電圧検出回路15と、平滑コンデンサ13に充電する電流を検出する電流検出回路14と、からの入力信号を演算処理することによって、MOSFET(Q1、Q2)の駆動信号を出力する機能を備えている。
【0018】
ブリッジ整流回路(Q1,Q2,D1,D2)は、MOSFET(Q1、Q2)が共にオフ状態であるとすると、交流電源110のリアクトル12に接続される側の端子電圧が他の端子電圧より高い場合には、交流電源110から流出する電流は、リアクトル12とMOSFET(Q1)内部の半導体素子のソースとドレイン間のpn接合(寄生ダイオードDp)を通して流れる。そして平滑コンデンサ13の正極に電荷を供給する。
また、平滑コンデンサ13の負極から流出する電流は、ダイオードD2を通して交流電源110に戻る。すなわち、全波整流回路を構成している。
この際、前記のpn接合を通して流れている側のMOSFET(Q1)のゲートにオン信号を与えれば、pn接合層にMOSFETとしてのチャネル(n)が形成されてソースからドレインの方向、即ち、MOSFET(Q1)の逆方向電流を流すことができる。
なお、「逆方向電流」と表記したのはn型のMOSFETは、通常、ドレインからソースに電流を流すものであり、ソースからドレインに流すことは、逆方向に相当するからである。
【0019】
また、交流電源110の電圧瞬時値が平滑コンデンサ13の直流電圧より低い場合には、以下のような昇圧動作を行う。
交流電源110のリアクトル12に接続される側の電圧が高い場合、MOSFET(Q2)をオン(ON)状態にして、交流電源110をリアクトル12とMOSFET(Q2)とダイオードD2とを通して短絡し、リアクトル12にエネルギーを蓄積する。
そして、所定時間の経過後にMOSFET(Q2)をオフ(OFF)し、MOSFET(Q1)を通して(Q1の寄生ダイオードが導通)、平滑コンデンサ13に還流電流を供給(リアクトル12のエネルギーを放出)して電荷を充電する昇圧動作を行う。
この逆方向電流が流れているMOSFET(Q1)にオン信号を与えれば、MOSFET(Q1)のpn接合層にMOSFETとしてのチャネル(n)が形成されてソースからドレインの方向、すなわち、MOSFET(Q1)の逆方向に効率よく還流電流を流すことができる。
【0020】
一般にpn接合層に発生する電圧降下(順方向電圧降下)よりもゲートに電圧を印加して電流を流したときのオン抵抗による電圧降下は低いので、MOSFET(Q1)に発生する損失を低減できる。
ただし、交流電源110の半周期内で複数回、MOSFET(Q1)とMOSFET(Q2)を相補的にオン/オフ(ON/OFF)動作を繰返す場合には、例えば特許文献1のような従来技術では、MOSFET(Q1)にオン信号を印加して逆方向電流が流れている状態で、次のスイッチング動作(Q1をオフ、Q2をオン)をおこなう場合、平滑コンデンサ13に蓄えられた電荷がMOSFET(Q1)とMOSFET(Q2)を通して短絡されて過大な電流(逆回復電流)が逆回復時間の間、流れてQ1またはQ2が破壊するか、あるいは効率が低下するという問題が起こる。
そのため、本実施形態では、以下に説明するような構成、構造をとる。
【0021】
本(第1)実施形態では、後記するように、MOSFET(Q1、Q2)のMOSFETの半導体のドリフト領域において、ドレイン・ソースの電流経路の方向に対して垂直方向にp型半導体層とn型半導体層を交互に配置した構造(スーパージャンクション構造)を有し、かつ、MOSFETに印加される電圧が逆方向電圧から順方向電圧に切替わると同時に、MOSFETのゲート信号をオン信号からオフ信号に切替えたときに生じる逆回復時間に比べてMOSFETのゲート信号をオフしているときに生じる逆回復時間が短い特性を有するMOSFETを備える。
さらに、リアクトル12で電源短絡する側のMOSFETがオンする所定時間前に逆方向電流が流れている側のMOSFETをオフするようにした。この構成により、交流電源の半周期に複数回、MOSFET(Q1)をオフ、MOSFET(Q2)をオンしたとき、あるいはMOSFET(Q2)をオフ、MOSFET(Q1)をオンしたときに発生する過大な電流を抑制することが可能である。
【0022】
<MOSFETの構造:その1>
本発明の第1実施形態に係るMOSFETの構造を、図2に示すMOSFET素子の断面図を参照して説明する。
図2は、図1において用いたMOSFET(Q1,Q2)の断面の構造例を示す図であり、(a)はMOSFETの断面構造を示し、(b)はMOSFETのソースとゲート付近の構造を拡大して示している。
図2で示したMOSFETは、縦型の構造のMOSFETである。以下においても縦型の構造のMOSFETを単にMOSFETと表記する。
図2の(a)および(b)において、MOSFET200は、MOSFETの一方の面(紙面の上部)にソース電極211とゲート電極212を備え、他方の面(紙面の下部)にドレイン電極213を備えている。
【0023】
ソース電極211は、金属電極21Sを介してp
+
型半導体層27とn
+
型半導体層26に接続されている。
ゲート電極212は、金属電極であるゲート電極21Gに接続されている。ゲート電極21Gの直下(紙面の下方向)には絶縁膜(絶縁層)28を介して、n
+
型半導体層26とp型半導体層25とn型半導体層22とでn型のMOSFETが部分的に構成されている。
すなわち、ゲート電極21Gが閾値を超えて高電位(Hレベル)になると、p型半導体層25に、電子が誘起されて、p型を形成する不純物原子の影響を凌駕し、p型半導体層25がn型に反転する。つまりチャネル(n)が形成される。そのため、n
+
型半導体層26とn型の反転層(25)とn型半導体層22とがすべてn型で並ぶことになるので、導通(オン、ON)することになる。
また、n
+
型半導体層26は前記したように、金属電極21Sを介してソース電極211に接続しており、またn型半導体層22は、n
+
型半導体層24を介してドレイン電極213に接続されている。
なお、p
+
型半導体層27は、p型半導体層25よりも、p型とする3価の不純物元素の濃度が高い。また、n
+
型半導体層26は、n型半導体層22よりも、n型とする5価の不純物元素の濃度が高い。
【0024】
また、ゲート電極21Gが高電位(Hレベル)になることによって、n型の反転するのは、ゲート電極21G直下近傍のp型半導体層25のみならず、p型半導体層23も、高電位が強まる(より高い電位になる)ことによって、深い層(紙面の下方向)まで、反転層が広がる。
すなわち、ゲート電極21Gが高電位になるにつれ、p型半導体層25、および、p型半導体層23がn型に反転する領域が広がり、このn型に反転した領域とn型半導体層22との接触面積が広がるにつれ、MOSFETのオン抵抗は小さくなって良好に導通する。
【0025】
<寄生ダイオード:その2>
なお、ソース電極211は、金属電極21Sを介してp
+
型半導体層27に接続され、p
+
型半導体層27はp型半導体層25に接し、p型半導体層25はp型半導体層23に接している。
また、ドレイン電極213は、n
+
型半導体層24に接続され、n
+
型半導体層24はn型半導体層22に接している。
そして、p型半導体層23とp型半導体層25は、n型半導体層22に接している。
以上の構成から、ソース電極211−金属電極21S−p
+
型半導体層27−p型半導体層25−p型半導体層23−n型半導体層22−n
+
型半導体層24−ドレイン電極213の構造によって、ソース電極211とドレイン電極213との間に存在する寄生ダイオードDpとなる。
また、前記のp型半導体層23−n型半導体層22におけるpとnとの接触面が、ソース電極211とドレイン電極213との間に存在する寄生ダイオードDpの根源となる。
なお、p型半導体層25とp型半導体層23とは、製造工程に差異があるが、p拡散の不純物濃度は略等しい。
【0026】
<MOSFETの構造:その2>
図2に示すn型のMOSFET200は、n型半導体層22(ドリフト領域)と表記した領域の材質の導体基板(ウェハー)を基に製造工程が構成される。
このMOSFETの半導体のドリフト領域において、紙面の左右方向(ドレイン・ソース方向に対して垂直方向)にp型半導体層23とn型半導体層22を交互に配置した構造(スーパージャンクション構造)を有している。
前記の構造を有するMOSFET200のドレイン電極213とソース電極211間に順方向電圧を加えるとn型半導体層22に広がる空乏層に、紙面の上下方向に均一な電界強度が得られるため高耐圧となる。
なお、p型半導体層23とn
+
型半導体層24との間隔は、耐圧が低下しない程度の距離を確保する。
また、ドリフト領域のn型半導体層22のキャリア濃度を低くできるのでオン抵抗の小さいMOSFETが実現できる。
また、前記のように、p型半導体層23とn型半導体層22を交互に配置した構造をとっており、MOSFET200としてのドレイン・ソース間の対抗面積が広くなっているので、オン抵抗の小さいMOSFETが実現できる。
【0027】
なお、スーパージャンクション構造をとると、ソースとドレイン間に構成したpn接合の面積は、p型半導体層23を設けていない縦型のMOSFETに比較して、増大するので、pn接合部の逆回復時間は増大する。
ただし、p型半導体層23に重金属を拡散させるか、あるいは、重粒子などの粒子線を照射して、pn接合部の逆回復時間を短縮する。これは、p型半導体層23内に重金属や重粒子があると、p型半導体層23に新たなエネルギー準位が設けられて、電子や正孔の移動が速やかに行われるためである。
【0028】
本実施形態の前記構造により、高耐圧で低オン抵抗、しかも逆回復時間の短いMOSFETを構成できる。本実施形態では上記構造を有するMOSFETを備えたので、従来、MOSFETに並列に接続していたダイオードは必要がなくなり、整流回路の部品点数を低減して経済的な直流電源回路を構成することができる効果がある。
【0029】
<MOSFETの逆回復時間>
次に、MOSFETの逆回復時間について説明する。
以下においては、n型のMOSFETの場合について説明するが、p型のMOSFETの場合にはソースとドレインに流れる電流が逆になるだけで同様に考えることができる。
【0030】
n型のMOSFETにおいて、ソース電位を基準にドレイン電位が高い場合を順方向電圧と呼称し、逆にソース電位がドレイン電位より高い場合を逆方向電圧と呼称する。
また、ゲート電圧が閾値以下である場合をオフ状態、ゲート電圧が閾値以上のオン状態と呼称することにする。
また、n型のMOSFETは、前記したようにソースからドレイン方向にpn接合(寄生ダイオードDp)を備えており、逆方向電圧が印加されたときにMOSFETがオフ状態にあれば、ソースからドレインに電流が流れるが、この電流を逆方向電流と呼称する。
逆方向電流が流れている状態で、MOSFETに順方向電圧が印加されたとき、pn接合の電荷が排出されることによりドレインからソース方向に流れる電流を逆回復電流と呼称する。また、電流が流れる時間を逆回復時間という。
【0031】
MOSFET(Q1,Q2)によって、同期整流動作を行うときには、MOSFET(Q1,Q2)のソースからドレイン方向に逆方向電流が流れているときに、高電位のゲート電圧を印加してMOSFETをオン状態とする。
また、MOSFETに順方向電圧が印加するときには同時にゲート電圧を閾値以下としてオフ状態にする。
また、MOSFET(Q1,Q2)に、逆方向電流が流れている状態で順方向電圧を印加したとき、逆方向電流から順方向電流に電流の流れる方向が変わるが、ゲート電圧を閾値以下にしているので、電流は遮断される。
しかし、電流遮断までには時間遅れが生じるので、ドレインからソース方向に電流が流れるが、この電流を逆回復電流、電流が流れる時間を逆回復時間ということにする。
【0032】
<MOSFETの逆回復時間の試験方法>
本(第1)実施形態の直流電源装置の構成では、MOSFETの逆回復時間が回路効率に大きく影響を及ぼす。
高効率の直流電源装置を実現するためには、ゲート電圧を印加しないMOSFETがオフ状態のときの逆回復時間と、これに対して逆方向電圧から順方向電圧に切替わると同時にMOSFETのゲート信号をオン信号からオフ信号に切替えたときに生じる逆回復時間とを比較することが有効である。
【0033】
《Q1,Q2のゲート信号同時切替時の逆回復時間の測定方法》
図3は、本発明の第1実施形態に係るMOSFETのゲート電圧印加時の逆回復時間を測定する測定回路を示す図であり、(a)はゲート信号同時切替時の逆回復時間を測定する回路例を示し、(b)は逆回復時間測定時のGate信号1とGate信号2と逆方向電流の波形を示している。
図3の(a)において、測定回路は、直流電源31の両極に逆回復時間を測定する供試品であるn型のMOSFET(Q1)と、MOSFET(Q1)に逆電圧を印加するためのMOSFET(Q2)を直列に接続し、MOSFET(Q1)に電流を通流するリアクトル12により構成されている。
【0034】
図3の(b)において、逆回復時間測定時のMOSFET(Q1)に印加するGate信号1とMOSFET(Q2)に印加するGate信号2の信号発生タイミングと、供試品であるMOSFET(Q1)のソースからドレインに流れる逆方向電流Isdの波形を示している。
【0035】
逆回復時間の測定にあたり、まずGate信号2の電圧を立ち上げてMOSFET(Q2)をオン状態にしてリアクトル12を通して直流電源31を短絡する(図3の(b)には図示していない)。
所定の逆方向電流までリアクトル12の電流が上昇したらMOSFET(Q2)をオフして供試品としてのMOSFET(Q1)に還流電流を流す(図3の(b)の初めの状態)。
その後、図3の(b)に示すように、Gate信号1の電圧を立ち下げる信号をMOSFET(Q1)に、Gate信号2の電圧を立ち上げる信号をMOSFET(Q2)に、それぞれ加えて、MOSFET(Q1)をオフし、MOSFET(Q2)をオンする。
MOSFET(Q2)がオンすることによって、MOSFET(Q2)のドレイン電極とMOSFET(Q1)のソース電極は低電位となり、MOSFET(Q1)のソース・ドレイン間の電圧は逆方向電圧から順方向電圧に切替わる。
このときにMOSFET(Q1)に流れる逆方向電流Isdは、図3の(b)に示す波形となり、逆方向電流Isdが負の方向、即ちドレインからソースに流れる順方向電流が流れている期間が逆回復時間td1である。
【0036】
《Q1のゲート信号オフ状態保持時の逆回復時間の測定方法》
図4は、本発明の第1実施形態に係るMOSFETのゲート信号オフ状態保持時の逆回復時間を測定する測定回路を示す図であり、(a)は供試品のMOSFET(Q1)のゲート信号オフ状態保持時の逆回復時間を測定する回路を示し、(b)は逆回復時間測定時のGate信号1とGate信号2と逆方向電流の波形を示している。
図4の(a)において、測定回路は、前記の図3(a)に示す回路に比べて、供試品のMOSFET(Q1)のゲート−ソース間を低抵抗で短絡していること、および図3(b)の逆回復時間の測定に際して、供試品にゲート信号をオフ状態に保持することを除いて、図3の(a)と同様である。なお、ゲート−ソース間に低抵抗を備えたのは、測定の際のノイズの影響を低減するためである。
【0037】
図4の(a)、(b)において、所定の逆方向電流までリアクトル12の電流が上昇したらMOSFET(Q2)をオフして供試品のMOSFET(Q1)のpn接合に還流電流を流す。
その後、図4(b)に示すように、Gate信号2の電圧を立ち下げるが、Gate信号1の電圧を立ち上げない。
このときMOSFET(Q2)はオンするが、MOSFET(Q1)はオフ状態のままである。
このときに供試品のMOSFET(Q1)に流れる逆方向電流Isdは図に示す波形となり、逆方向電流Isdが負の方向、即ちドレインからソースに流れる順方向電流が流れている期間が逆回復時間td2である。
【0038】
以上、図3における逆回復時間td1と、図4における逆回復時間td2とを比較すれば、td1>td2であることが分かる。
この逆回復時間td1と逆回復時間td2との差は、図3の(b)においては、Gate信号2がLレベルからHレベルに変わる直前まで、Gate信号1がHレベルであったこと、すなわちMOSFET(Q1)が直前までオンしていたことである。
これに対して、図4の(b)においては、Gate信号2がLレベル(低電位)からHレベル(高電位)に変わる前後において、Gate信号1がLレベルを保っていたことである。
【0039】
<本実施形態を構成するMOSFETの逆回復時間>
本(第1)実施形態の直流電源装置100は、MOSFETに逆方向電流が流れるときにゲートに電圧を印加しない場合のpn接合層に発生する電圧降下よりもゲートに電圧を印加して電流を流したときのオン抵抗による電圧降下が低いことを利用するものである。
そのため、交流電源110の半周期の期間に複数回、2つのMOSFET(Q1,Q2)のうち一方が逆方向電流を通電しているときに、他方のMOSFET(Q1,Q2)がオンするときには逆回復電流の発生は回避できない。
そこで、本実施形態では、MOSFETのオン信号をオフ信号の切替えと同時にMOSFETに印加される電圧が逆方向電圧から順方向電圧に切替えたときに生じる逆回復時間に比べてMOSFETをオフしているときの逆回復時間が短い特性を有するMOSFETを備える。
【0040】
この特性を有するMOSFETを用いることによって、通電していない側のMOSFETがオンする所定時間前に、逆方向電流が流れている側のMOSFETのゲート信号をオフすれば、スイッチング動作を行うときには、逆方向電流が通電している側のMOSFETの半導体の前記に述べた逆回復時間の短いpn接合部を流れるようになり、短絡電流が流れる時間を短くすることができる。
この構成と方法により、直流電源装置100の回路損失を低減できる。また、交流電源110の半周期内に連続的に流れるリアクトル12の電流を、前記の2つのMOSFETのどちらか一方に通電するようにオン/オフする動作を複数回繰返すことができる。
【0041】
<直流電源装置の動作>
第1実施形態の直流電源装置100(図1)の動作を、図5を参照して説明する。
図5は、図1に示す直流電源装置の電圧、電流波形と制御信号を示す図である。
図5において、紙面の上段から順に、交流電源110(図1)の「交流電源波形」、リアクトル12(図1)の「リアクトル電流波形」、および制御回路16(図1)の各種の信号と制御信号である「電源同期信号」、「昇圧信号」、「遅延信号」、「前倒信号」、「Gate信号1」、「Gate信号2」を表記している。また、横軸は時間(時間の推移)である。
図5における交流電源波形511は、1周期分が記載されている。交流電源波形511が正の期間の半周期において、MOSFET(Q1,Q2)を駆動するGate信号1、Gate信号2をオン/オフする動作を3回(複数回)行っている。
このMOSFET(Q1,Q2)のオン/オフ動作により、リアクトル12(図1)のリアクトル電流波形513A(513B)は、鋸波状になっている。
【0042】
《交流電源波形が正の期間》
交流電源波形が正の期間の半周期の各信号の生成について説明する。
図5において、電源同期信号Aは、交流電源の電圧を検出する交流電源電圧検出回路11の出力から得られた交流電源の位相情報から生成される。
昇圧信号B1,B2,B3(B4,B5,B6)は、直流出力電圧を検出する直流出力電圧検出回路15と平滑コンデンサ13に充電電流を検出する電流検出回路14の情報から生成される。
昇圧信号B1,B2,B3によって、交流電源110を、リアクトル12を通して短絡する側のMOSFET(Q2)を駆動するGate信号2(C1,C2,C3)をHレベルとして生成する。
【0043】
また、遅延信号G1,G2,G3は、昇圧信号B1,B2,B3がそれぞれオフしてから所定の遅延時間を経過するように生成される。
また、前倒信号E2,E3は、昇圧信号B2,B3がそれぞれオンする所定の時間前に生成される。
平滑コンデンサ13(図1)に電流を供給する側のMOSFET(Q1)を駆動するGate信号1(F1,F2,F3)は、Gate信号2(C1,C2,C3)がLレベル(Low電位、低電位)の区間において、遅延信号(G1,G2,G3)と前倒信号E2,E3がHレベルでない区間(すなわちLレベルの区間)において、Hレベルとなるように生成される。
【0044】
なお、Gate信号1(F1,F2,F3)を、Gate信号2(C1,C2,C3)がLレベルになってから遅延信号G1,G2,G3の所定の遅延時間の分だけ遅らせた後で、Hレベルとするのは、Gate信号2(C1,C2,C3)がHレベルであったことの影響(逆回復時間がtd1)を避けるためである。
また、Gate信号2(C2,C3)を、Gate信号1(F1,F2)がLレベルになってから前倒信号E2,E3の所定の時間の分だけ遅らせた後で、Hレベルとするのは、Gate信号1(F1,F2)がHレベルであったことの影響(逆回復時間がtd1)を避けるためである。
このように、Gate信号1(F1,F2,F3)とGate信号2(C1,C2,C3)との間で互いにHレベルとなる間に所定の時間を設けることにより、逆回復時間をtd2として、逆回復時間を短くすることができる(td2<td1)。
なお、遅延信号(G1,G2,G3)と前倒信号(E2,E3)の時間幅は略等しい。
【0045】
また、交流電源波形が正の期間においては、MOSFET(Q2)がリアクトル12とダイオードD2とを通して交流電源110を短絡する側のMOSFETに相当する。また、MOSFET(Q1)が平滑コンデンサ13に通流する側のMOSFETに相当する。
【0046】
《交流電源波形が負の期間》
交流電源波形が負の期間の半周期の各信号の生成について、図5を参照して説明する。なお、正の期間の半周期と重複する説明は適宜、省略する。
図5に示す交流電源波形が負の期間の半周期において、電源同期信号AはLレベルである。この区間においては、昇圧信号B4,B5,B6によって、MOSFET(Q1)を駆動するGate信号1(F4,F5,F6)をHレベルとして生成する。
【0047】
また、遅延信号G4,G5,G6は、昇圧信号B4,B5,B6がそれぞれオフしてから所定の遅延時間を経過するように生成される。
また、前倒信号E5,E6は、昇圧信号B5,B6がそれぞれオンする所定の時間前に生成される。
MOSFET(Q2)を駆動するGate信号2(C4,C5,C6)は、Gate信号1(F4,F5,F6)がLレベルの区間において、遅延信号(G4,G5,G6)と前倒信号E5,E6がHレベルでない区間(すなわちLレベルの区間)において、Hレベルとなるように生成される。
【0048】
なお、Gate信号2(C4,C5,C6)を、Gate信号1(F4,F5,F6)がLレベルになってから遅延信号G4,G5,G6の所定の遅延時間の分だけ遅らせた後で、Hレベルとするのは、Gate信号1((F4,F5,F6)がHレベルであったことの影響(逆回復時間がtd1)を避けるためである。
また、Gate信号1(F5,F6)を、Gate信号2(C4,C5)がLレベルになってから前倒信号E5,E6の所定の時間の分だけ遅らせた後で、Hレベルとするのは、Gate信号2(C4,C5)がHレベルであったことの影響(逆回復時間がtd1)を避けるためである。
このように、Gate信号1(F4,F5,F6)とGate信号2(C4,C5,C6)との間で互いにHレベルとなる間に所定の時間を設けることにより、逆回復時間をtd2として、逆回復時間を短くすることができる(td2<td1)。
なお、遅延信号(G4,G5,G6)と前倒信号(E5,E6)の時間幅は略等しい。
【0049】
また、交流電源波形が負の期間においては、MOSFET(Q1)がリアクトル12とダイオードしD1とを通して交流電源110を短絡する側のMOSFETに相当する。また、MOSFET(Q2)が平滑コンデンサ13に通流する側のMOSFETに相当する。
【0050】
《ダイオードD1,D2の逆回復時間》
ダイオードD1,D2においても逆回復時間は存在するが、第1、第2のMOSFETの逆回復時間td1(図3)、td2(図4)よりも長くとも直流電源装置100(図1)の動作に支障はなく、効率も低減しない。そのため、ダイオードD1,D2は、比較的に安価なダイオードを用いることができる。
(【0051】以降は省略されています)

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