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公開番号2020005462
公報種別公開特許公報(A)
公開日20200109
出願番号2018124948
出願日20180629
発明の名称電力変換装置の制御装置
出願人Mywayプラス株式会社,国立大学法人千葉大学
代理人個人
主分類H02M 5/293 20060101AFI20191206BHJP(電力の発電,変換,配電)
要約【課題】三相単相マトリックスコンバータ(MC)MC式DAB型双方向絶縁形AC/DCコンバータを広い電圧範囲で運転する際に発生し得る力率の低下を抑制する。
【解決手段】本発明による制御装置4は、トランス20と、AC/DCコンバータ30と、マトリックスコンバータ10と、リアクトルLと、を有する電力変換装置1の制御装置であって、双方向スイッチ素子Sup,Sunが同時にオンとなるモード、双方向スイッチ素子Svp,Svnが同時にオンとなるモード、及び、双方向スイッチ素子Swp,Swnが同時にオンとなるモードのいずれか1つを各周期に1回以上実行するよう、マトリックスコンバータ10を第1の周期で周期的に制御するよう構成される。
【選択図】図1
特許請求の範囲【請求項1】
互いに磁気結合する第1及び第2のコイルを有するトランスと、
一端が直流電源の一端を構成する第5のノードに接続され、他端が前記第2のコイルの一端を構成する第3のノードに接続された第1の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第6のノードに接続され、他端が前記第3のノードに接続された第2の片方向スイッチ素子、一端が前記第5のノードに接続され、他端が前記第2のコイルの他端を構成する第4のノードに接続された第3の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第6のノードに接続され、他端が前記第4のノードに接続された第4の片方向スイッチ素子を有するAC/DCコンバータと、
一端が三相交流の第1相に対応する第7のノードに接続され、他端が前記第1のコイルの一端を構成する第1のノードに接続された第1の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第2相に対応する第8のノードに接続され、他端が前記第1のノードに接続された第2の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第3相に対応する第9のノードに接続され、他端が前記第1のノードに接続された第3の双方向スイッチ素子、一端が前記第7のノードに接続され、他端が前記第1のコイルの他端を構成する第2のノードに接続された第4の双方向スイッチ素子、一端が前記第8のノードに接続され、他端が前記第2のノードに接続された第5の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第9のノードに接続され、他端が前記第2のノードに接続された第6の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータと、
前記第1のノードと前記第1のコイルとの間に挿入されたリアクトルと、
を有する電力変換装置の制御装置であって、
前記第1及び第4の双方向スイッチ素子が同時にオンとなるモード、前記第2及び第5の双方向スイッチ素子が同時にオンとなるモード、及び、前記第3及び第6の双方向スイッチ素子が同時にオンとなるモードのいずれか1つを各周期に1回以上実行するよう、前記マトリックスコンバータを第1の周期で周期的に制御する、
制御装置。
続きを表示(約 1,200 文字)【請求項2】
前記第1相の相電圧が前記第2相の相電圧より大きく、前記第2相の相電圧が前記第3相の相電圧より大きい場合に、前記各周期において、前記第3及び第6の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第1のモードと、前記第1及び第6の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第2のモードと、前記第2及び第6の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第3のモードと、前記第3及び第6の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第4のモードと、前記第3及び第4の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第5のモードと、前記第3及び第5の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第6のモードと、前記第3及び第6の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第7のモードとをこの順で実行するよう構成される、
請求項1に記載の制御装置。
【請求項3】
各周期の前半で前記第1及び第4の片方向スイッチ素子がオンとなり、各周期の後半で前記第2及び第3の片方向スイッチ素子をオンとなるよう、前記AC/DCコンバータを前記第1の周期で周期的に制御する、
請求項2に記載の制御装置。
【請求項4】
前記第1のモードの継続時間は、前記AC/DCコンバータ及び前記マトリックスコンバータそれぞれのスイッチングがゼロ電圧スイッチングとなるように決定される、
請求項3に記載の制御装置。
【請求項5】
前記リアクトルに流れる電流i

の前記第2のモードの開始タイミングにおける値をI
L0
、前記電流i

の第1及び第4の片方向スイッチ素子がオンとなるタイミングにおける値をI
L3
、前記第1のモードの継続時間をd

/2、前記マトリックスコンバータの制御周期と前記AC/DCコンバータの制御周期の位相差をδとすると、
前記d

は、δ<d

/2である場合に、−I
L0
=I
L3
とすることによって得られる前記d

と前記δとの第1の関係に従って決定される、
請求項3に記載の制御装置。
【請求項6】
前記d

は、δ>d

/2である場合に、前記第1の関係とd

=2δとの交点(δ

,d
z1
)と、前記電流i

が最大になる点(δ

,0)とを通る前記d

と前記δとの第2の関係に従って決定される、
請求項5に記載の制御装置。
【請求項7】
前記d

及び前記δは、前記第1及び第2の関係に基づく二分法により決定される、
請求項6に記載の制御装置。

発明の詳細な説明【技術分野】
【0001】
本発明は電力変換装置の制御装置に関し、特に、スイッチングによる転流を行う電力変換装置の制御装置に関する。
続きを表示(約 18,000 文字)【背景技術】
【0002】
再生可能電源の大量導入に向けた電力系統の安定化のために蓄電池を用いる場合、電力系統と蓄電池の間に電力変換装置を使用することが多くなっている。この種の電力変換装置としては、現在、三相単相マトリックスコンバータ(MC)を適用した高周波絶縁形AC/DCコンバータが注目されている(非特許文献1を参照)。これは双方向絶縁形AC/DCコンバータの一種であり、変換回数が少なく高効率化を達成できることや、電解コンデンサなしで構成でき、システムの小型化、長寿命化に有利であることから注目され、盛んに研究されている。
【0003】
非特許文献1には、三相単相マトリックスコンバータを適用した高周波絶縁形AC/DCコンバータの具体的な構成例として、三相単相マトリックスコンバータとフルブリッジ型のAC/DCコンバータとをトランスを挟んで相互に接続してなるMC式デュアルアクティブブリッジ(DAB)型双方向絶縁形AC/DCコンバータが開示されている。このMC式DAB型双方向絶縁形AC/DCコンバータは、トランスの漏れインダクタンスに起因するサージが発生しないことや、全半導体素子でソフトスイッチングが可能、大型の連系リアクトルが不要といった特徴があるため、小型化、高効率化、低コスト化などの観点で特に有利であると考えられている。MC式DAB型双方向絶縁形AC/DCコンバータの具体的な制御方法としては、非特許文献1にも開示されているように、出力電力を位相シフト変調(PSM:Phase Shift Modulation)によって制御する一方、マトリックスコンバータの出力電圧をパルス幅変調(PWM:Pulse Width Modulation)によって制御し、その結果としてマトリックスコンバータの入力電流を正弦波状の波形に制御するという方法(以下、「PSM+PWM法」という)が用いられる。
【0004】
非特許文献2〜6には、DC/DCコンバータに関して、広い電圧範囲で高効率運転を実現するための研究成果が開示されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【0005】
繁内宏治、外4名、「マトリックスコンバータを適用した双方向絶縁形AC/DCコンバータの入力電流波形改善」、電気学会研究会資料、一般社団法人電気学会、2016年、Vol.SPC−16−153、p.25−30
F.Krismer、外2名、「広い動作電圧範囲を有する高電流デュアルアクティブブリッジの性能最適化(Performance Optimization of a High Current Dual Active Bridge with a Wide Operating Voltage Range)」、2006年第37回アメリカ電気電子工学会パワーエレクトロニクス専門家会議(Power Electronics Specialists Conference, 2006. PESC '06. 37th IEEE)、p.1−7
W.Choi、外2名、「広帯域動作のためのデュアルアクティブブリッジ型コンバータの基本デューティ変調(Fundamental Duty Modulation of Dual-Active-Bridge Converter for Wide-Range Operation)」、アメリカ電気電子工学会会報(IEEE Trans.)、2016年6月、Vol.31、No.6、p.4048−4064
A. K. Jain、外1名、「デュアルアクティブブリッジのPWM制御:包括的な分析及び実験的検証(PWM Control of Dual Active Bridge; Comprehensive Analysis and Experimental Verification)」、アメリカ電気電子工学会会報(IEEE Trans.)、2011年4月、Vol.26、No.4、p.1215−1227
G.G.Oggier、外2名、「ソフトスイッチングの下で全動作範囲においてデュアルアクティブブリッジDC/DCコンバータを動作させるための変調方法(Modulation Strategy to Operate the Dual Active Bridge DC-DC Converter Under Soft Switching in the Whole Operating Range)」、アメリカ電気電子工学会会報(IEEE Trans.)、2011年4月、Vol.26,No.4、p.1228−1236
H.Wen、外2名、「分散型電源用双方向絶縁型DC/DCコンバータにおける非アクティブ電力損失の最小化(Nonactive Power Loss Minimization in a Bidirectional Isolated DC-DC Converter for Distributed Power Systems)」、アメリカ電気電子工学会会報(IEEE Trans.)、2014年12月、Vol.61、No.12、p.6822−6831
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
ところで、上記従来のMC式DAB型双方向絶縁形AC/DCコンバータには、広い電圧範囲で運転する際に、力率が低下するとともに、スイッチング損失が増大するという課題がある。
【0007】
すなわち、上述したPSM+PWM法によれば、例えば二次側の電源電圧が低下したことによって一次側と二次側の電源電圧の比率が巻き数比と乖離した場合に、大きな循環電流がトランスを流れることになる。この循環電流は電力伝送に寄与しないため、力率が下がる。
【0008】
また、MC式DAB型双方向絶縁形AC/DCコンバータを構成する各半導体素子にはスナバキャパシタが並列に接続されており、これによりゼロ電圧スイッチング(ZVS:Zero Voltage Switching)が実現されているが、上記循環電流により電流の流れる向きが変化するとZVSが成立しなくなり、スイッチング損失が増大する。
【0009】
非特許文献2〜6には、MC式DAB型双方向絶縁形AC/DCコンバータではなくDC/DCコンバータの例であるが、広い電圧範囲で高効率運転を実現するための技術が開示されている。
【0010】
具体的に説明すると、まず非特許文献2には、三角波状のトランス電流を用いるTRM(TRiangular current mode Modulation)という技術が開示されている。この技術によれば、DC/DCコンバータの循環電流を最小化することができるが、一方で、ZVSとゼロ電流スイッチング(ZCS:Zero Current Switching)が混在するという問題がある。なお、MC式DAB型双方向絶縁形AC/DCコンバータにおけるZCSのスイッチング損失低減効果は限定的である。これは、ZVSではないスイッチングの際には、半導体素子と並行に接続されているスナバキャパシタの充放電損失が発生するためである。したがって、MC式DAB型双方向絶縁形AC/DCコンバータにおいては、すべてのスイッチングにおいてZVSを実現することが望ましい。
【0011】
非特許文献3には、基本波を用いたFDM変調(Fundamental Duty Modulation)を用い、無効電力を最小化する変調法が開示されている。この方式は、あくまで基本波成分に限定した最小化を行うものであるため、非特許文献2に記載のTRMより循環電流は大きくなる。しかし、TRMと異なりすべてのスイッチングにおいてZVSが成立することから,多くの場合において、TRMより高効率になる。
【0012】
非特許文献4には、デュアルアクティブブリッジの動作として想定できる様々な動作についての包括的な検討の結果が開示されている。その中には、トランス電流の最大値や実効値、ZVSの成立範囲などの解析結果が含まれており、この解析結果に様々なパラメータを適用して最適化を行うことで最高効率の変調が実現される可能性があるが、解析結果に多くの場合分けと非線形性が含れているため、実装は困難であると考えられる。
【0013】
非特許文献2〜4には、一次側と二次側の双方にゼロ電圧の期間を設けることが開示されている。これに対し、非特許文献5,6には、電圧の高い側の変換器のみにゼロ電圧の期間を設ける変調法が開示されている。特に非特許文献6では、ZVSの成立範囲を解析し、その範囲で無効電力を最小化するという方法が用いられている。
【0014】
しかしながら、非特許文献2〜6に開示されている技術はいずれもDC/DCコンバータに関するものであり、MC式DAB型双方向絶縁形AC/DCコンバータの上記課題に関する記述はない。MC式DAB型双方向絶縁形AC/DCコンバータには、(1)入力電流ひずみを低減するため、近似を用いないことが望ましい、(2)近似を用いないためには数値計算が必要であるが、計算コストのさらなる増加は望ましくない、という制約があるため、別のアプローチによる解決が必要とされていた。
【0015】
したがって、本発明の目的の一つは、MC式DAB型双方向絶縁形AC/DCコンバータを広い電圧範囲で運転する際に力率の低下を抑制できる電力変換装置の制御装置を提供することにある。
【0016】
また、本発明の目的の他の一つは、MC式DAB型双方向絶縁形AC/DCコンバータを広い電圧範囲で運転する際にスイッチング損失の増大を抑制できる電力変換装置の制御装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0017】
本発明の第1の側面による電力変換装置の制御装置は、互いに磁気結合する第1及び第2のコイルを有するトランスと、一端が直流電源の一端を構成する第5のノードに接続され、他端が前記第2のコイルの一端を構成する第3のノードに接続された第1の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第6のノードに接続され、他端が前記第3のノードに接続された第2の片方向スイッチ素子、一端が前記第5のノードに接続され、他端が前記第2のコイルの他端を構成する第4のノードに接続された第3の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第6のノードに接続され、他端が前記第4のノードに接続された第4の片方向スイッチ素子を有するAC/DCコンバータと、一端が三相交流の第1相に対応する第7のノードに接続され、他端が前記第1のコイルの一端を構成する第1のノードに接続された第1の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第2相に対応する第8のノードに接続され、他端が前記第1のノードに接続された第2の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第3相に対応する第9のノードに接続され、他端が前記第1のノードに接続された第3の双方向スイッチ素子、一端が前記第7のノードに接続され、他端が前記第1のコイルの他端を構成する第2のノードに接続された第4の双方向スイッチ素子、一端が前記第8のノードに接続され、他端が前記第2のノードに接続された第5の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第9のノードに接続され、他端が前記第2のノードに接続された第6の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータと、前記第1のノードと前記第1のコイルとの間に挿入されたリアクトルと、を有する電力変換装置の制御装置であって、前記第1及び第4の双方向スイッチ素子が同時にオンとなるモード、前記第2及び第5の双方向スイッチ素子が同時にオンとなるモード、及び、前記第3及び第6の双方向スイッチ素子が同時にオンとなるモードのいずれか1つを各周期に1回以上実行するよう、前記マトリックスコンバータを第1の周期で周期的に制御する、制御装置である。
【0018】
本発明の第2の側面による電力変換装置の制御装置は、第1の側面による制御装置において、前記第1相の相電圧が前記第2相の相電圧より大きく、前記第2相の相電圧が前記第3相の相電圧より大きい場合に、前記各周期において、前記第3及び第6の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第1のモードと、前記第1及び第6の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第2のモードと、前記第2及び第6の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第3のモードと、前記第3及び第6の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第4のモードと、前記第3及び第4の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第5のモードと、前記第3及び第5の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第6のモードと、前記第3及び第6の双方向スイッチ素子が同時にオンとなる第7のモードとをこの順で実行するよう構成される、制御装置である。
【0019】
本発明の第3の側面による電力変換装置の制御装置は、第2の側面による制御装置において、各周期の前半で前記第1及び第4の片方向スイッチ素子がオンとなり、各周期の後半で前記第2及び第3の片方向スイッチ素子をオンとなるよう、前記AC/DCコンバータを前記第1の周期で周期的に制御する、制御装置である。
【0020】
本発明の第4の側面による電力変換装置の制御装置は、第3の側面による制御装置において、前記第1のモードの継続時間は、前記AC/DCコンバータ及び前記マトリックスコンバータそれぞれのスイッチングがゼロ電圧スイッチングとなるように決定される、制御装置である。
【0021】
本発明の第5の側面による電力変換装置の制御装置は、第3の側面による制御装置において、前記リアクトルに流れる電流i

の前記第2のモードの開始タイミングにおける値をI
L0
、前記電流i

の第1及び第4の片方向スイッチ素子がオンとなるタイミングにおける値をI
L3
、前記第1のモードの継続時間をd

/2、前記マトリックスコンバータの制御周期と前記AC/DCコンバータの制御周期の位相差をδとすると、前記d

は、δ<d

/2である場合に、−I
L0
=I
L3
とすることによって得られる前記d

と前記δとの第1の関係に従って決定される、制御装置である。
【0022】
本発明の第6の側面による電力変換装置の制御装置は、第5の側面による制御装置において、前記d

は、δ>d

/2である場合に、前記第1の関係とd

=2δとの交点(δ

,d
z1
)と、前記電流i

が最大になる点(δ

,0)とを通る前記d

と前記δとの第2の関係に従って決定される、制御装置である。
【0023】
本発明の第7の側面による電力変換装置の制御装置は、前記d

及び前記δは、前記第1及び第2の関係に基づく二分法により決定される、制御装置である。
【発明の効果】
【0024】
本発明の第1乃至第3の側面によれば、AC/DCコンバータ側の出力電圧(二次側の電源電圧)が下がった場合の循環電流の上昇を抑制できるので、MC式DAB型双方向絶縁形AC/DCコンバータを広い電圧範囲で運転する際に、力率の低下を抑制することが可能になる。
【0025】
本発明の第4乃至第7の側面によれば、MC式DAB型双方向絶縁形AC/DCコンバータを広い電圧範囲で運転する際に、力率低下の抑制に加えて、スイッチング損失の増大を抑制することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【0026】
本実施の形態による電力変換装置1及びその制御装置4の構成を示す図である。
図1に示した電力変換装置1の高周波等価回路を示す図である。
力行時における電圧e

,e

,e

,v
MC
,v
INV
、電流i
eu
,i
ev
,i
ew
,I
dc
,i

、及び電流I
dc
の指令値I
dc

(=P

/V
dc
)の各波形のシミュレーション結果を示す信号波形図である。
図3の一部(0.01秒から0.00014秒分)の拡大図である。
nV
dc
/e

=0.25の場合における電圧v
MC
,nv
INV
及びリアクトル電流i

の力行時の波形を模式的に示す信号波形図である。
nV
dc
/e

=0.5の場合における電圧v
MC
,nv
INV
及びリアクトル電流i

の力行時の波形を模式的に示す信号波形図である。
マトリックスコンバータ10の制御の詳細を示す図である。
マトリックスコンバータ10の制御の詳細を示す図である。
マトリックスコンバータ10の制御の詳細を示す図である。
マトリックスコンバータ10の制御の詳細を示す図である。
マトリックスコンバータ10の制御の詳細を示す図である。
転流動作を開始する直前の状態における電流i

がマイナスであった場合における、第1のモードMODE1から第2のモードMODE2への切り替えの際のスイッチ素子S
up
,S
wp
の状態を示す図である。
転流動作を開始する直前の状態における電流i

がプラスであった場合における、第1のモードMODE1から第2のモードMODE2への切り替えの際のスイッチ素子S
up
,S
wp
の状態を示す図である。
(a)は、nV
dc
/e

=0.5の場合におけるδとd

の関係を示す図であり、(b)は、nV
dc
/e

=0.25の場合におけるδとd

の関係を示す図である。
(a)は、nV
dc
/e

=0.5の場合における電流I
dc
と高周波リンク力率λとの関係を示す図であり、(b)は、nV
dc
/e

=0.25の場合における電流I
dc
と高周波リンク力率λとの関係を示す図である。
制御装置4の機能ブロックを示す略ブロック図である。
演算部40が行うδ,d

,d

の算出処理を示す処理フロー図である。
(a)は、図3及び図4に示したシミュレーションにより得られたV
dc
,I
dc
に対する力率特性(実施例)を示す図であり、(b)は、図19及び図20に示したシミュレーションにより得られたV
dc
,I
dc
に対する力率特性(比較例)を示す図である。


=0とした点以外は図3と同じ条件で、力行時における電圧e

,e

,e

及び電流i
eu
,i
ev
,i
ew
,i

,i

の波形をシミュレーションした結果を示す信号波形図である。


=0とした点以外は図4と同じ条件で、力行時における電圧e

,e

,e

及び電流i
eu
,i
ev
,i
ew
,i

,i

の波形をシミュレーションした結果を示す信号波形図である。
【発明を実施するための形態】
【0027】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の実施の形態について詳細に説明する。
【0028】
図1は、本実施の形態による電力変換装置1及びその制御装置4の構成を示す図である。同図に示すように、本実施の形態による電力変換装置1は、三相単相マトリックスコンバータ10と、トランス20と、フルブリッジ型のAC/DCコンバータ30と、保護回路35とを有するMC式DAB型双方向絶縁形AC/DCコンバータである。マトリックスコンバータ10、トランス20、及びAC/DCコンバータ30は、系統電源2と負荷3の間にこの順で接続される。以下では、系統電源2に接続されるマトリックスコンバータ10の3つの端部をそれぞれ第7のノードn

、第8のノードn

、第9のノードn

と称し、トランス20に接続されるマトリックスコンバータ10の2つの端部をそれぞれ第1のノードn

、第2のノードn

と称し、トランス20に接続されるAC/DCコンバータ30の2つの端部をそれぞれ第3のノードn

、第4のノードn

と称し、負荷3に接続されるAC/DCコンバータ30の2つの端部をそれぞれ第5のノードn

、第6のノードn

と称する。また、第2のノードn

の電圧に対する第1のノードn

の電圧を電圧v
MC
と称し、第4のノードn

の電圧に対する第3のノードn

の電圧を電圧v
INV
と称する。
【0029】
トランス20は、互いに磁気結合する2つのコイル20a,20b(第1及び第2のコイル)を有して構成される。コイル20a,20bの巻き数はそれぞれN

及びN

であり、コイル20a,20bの巻き数比nは、n=N

/N

となる。コイル20aの一端はリアクトルLを介して第1のノードn

でマトリックスコンバータ10に接続され、コイル20aの他端は第2のノードn

でマトリックスコンバータ10に接続される。コイル20bの一端は第3のノードn

でAC/DCコンバータ30に接続され、コイル20bの他端は第4のノードn

でAC/DCコンバータ30に接続される。以下では、リアクトルLを流れる電流をリアクトル電流i

と称する。リアクトル電流i

の向きについては、第1のノードn

から第2のノードn

に向かう方向をプラス方向とし、その逆をマイナス方向とする。リアクトル電流i

は、電圧v
MC
,nv
INV
を用いると、次の式(1)のように時間tの関数で表される。
【0030】
【0031】
AC/DCコンバータ30は、単相交流電圧(コイル20b側)と直流電圧(負荷3側)とを相互に変換する装置である。負荷3は、例えば蓄電池やハイブリッドカーのモーターを駆動するための電力変換器であり、電力変換装置1から供給される直流電力によって動作する(充電される)場合(力行)と、逆に電力変換装置1に対して直流電力を供給する場合(回生)とがある。負荷3の一端は第5のノードn

でAC/DCコンバータ30に接続され、負荷3の他端は第6のノードn

でAC/DCコンバータ30に接続される。以下では、第6のノードn

の電圧に対する第5のノードn

の電圧を電圧V
dc
と称し、第5のノードn

から負荷3に向かって流れる電流を電流I
dc
と称する。
【0032】
AC/DCコンバータ30は、一端が第5のノードn

に接続され、他端が第3のノードn

に接続されたスイッチ素子G

(第1の片方向スイッチ素子)と、一端が第6のノードn

に接続され、他端が第3のノードn

に接続されたスイッチ素子G

(第2の片方向スイッチ素子)と、一端が第5のノードn

に接続され、他端が第4のノードn

に接続されたスイッチ素子G

(第3の片方向スイッチ素子)と、一端が第6のノードn

に接続され、他端が第4のノードn

に接続されたスイッチ素子G

(第4の片方向スイッチ素子)と、一端が第5のノードn

に接続され、他端が第6のノードn

に接続されたキャパシタC1とを有して構成される。
【0033】
スイッチ素子G

〜G

はそれぞれ、例えばMOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)やIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)などの半導体素子と、この半導体素子と並列に接続されたダイオード及びスナバキャパシタとを含んで構成される片方向スイッチである。なお、スナバキャパシタは、半導体素子の寄生容量であってもよいし、独立した容量素子であってもよい。スイッチ素子G

は、ダイオードのアノードが第3のノードn

に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子G

は、ダイオードのカソードが第3のノードn

に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子G

は、ダイオードのアノードが第4のノードn

に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子G

は、ダイオードのカソードが第4のノードn

に接続されるように回路に組み込まれる。
【0034】
スイッチ素子G

〜G

を構成する半導体素子の制御電極のそれぞれには、制御装置4から個別の制御信号が供給される。各制御信号は、それぞれハイ又はローいずれかの値を取る信号である。制御装置4は、これらの制御信号の値を個別に制御することにより、スイッチ素子G

〜G

それぞれのオンオフ状態を個別に制御する。
【0035】
マトリックスコンバータ10は、三相交流電圧(系統電源2側)と単相交流電圧(コイル20a側)とを相互に変換する装置である。系統電源2は、互いに2π/3ずつ位相のずれた正弦波信号によって表される交流電圧e

,e

,e

を生成する三相交流電源であり、例えば商用電源である。交流電圧e

,e

,e

を数式で表すと、次の式(2)のようになる。ただし、Eは入力線間電圧実効値(定数)であり、ωtは入力電圧の位相角(定数)である。
【0036】
【0037】
図1に示すように、u相(第1相)に対応する交流電圧e

に対応する系統電源2の出力端は第7のノードn

でマトリックスコンバータ10に接続され、v相(第2相)に対応する交流電圧e

に対応する系統電源2の出力端は第8のノードn

でマトリックスコンバータ10に接続され、w相(第3相)に対応する交流電圧e

に対応する系統電源2の出力端は第9のノードn

でマトリックスコンバータ10に接続される。以下では、第7乃至第9のノードn

〜n

を流れる電流をそれぞれ電流i
eu
,i
ev
,i
ew
と称する。
【0038】
マトリックスコンバータ10は、一端が第7のノードn

に接続され、他端が第1のノードn

に接続されたスイッチ素子S
up
(第1の双方向スイッチ素子)と、一端が第8のノードn

に接続され、他端が第1のノードn

に接続されたスイッチ素子S
vp
(第2の双方向スイッチ素子)と、一端が第9のノードn

に接続され、他端が第1のノードn

に接続されたスイッチ素子S
wp
(第3の双方向スイッチ素子)と、一端が第7のノードn

に接続され、他端が第2のノードn

に接続されたスイッチ素子S
un
(第4の双方向スイッチ素子)と、一端が第8のノードn

に接続され、他端が第2のノードn

に接続されたスイッチ素子S
vn
(第5の双方向スイッチ素子)と、一端が第9のノードn

に接続され、他端が第2のノードn

に接続されたスイッチ素子S
wn
(第6の双方向スイッチ素子)と、交流リアクトルLfと、ダンピング抵抗Rfと、入力キャパシタCfとを有して構成される。
【0039】
交流リアクトルLfは、第7のノードn

とスイッチ素子S
up
,S
un
の接続点である第10のノードn
10
との間に挿入されたインダクタと、第8のノードn

とスイッチ素子S
vp
,S
vn
の接続点である第11のノードn
11
との間に挿入されたインダクタと、第9のノードn

とスイッチ素子S
wp
,S
wn
の接続点である第12のノードn
12
との間に挿入されたインダクタとによって構成される。ダンピング抵抗Rfは、これらのインダクタのそれぞれと並列に接続された3つの抵抗素子によって構成される。入力キャパシタCfは、デルタ結線又はスター結線によって互いに接続された3つのキャパシタによって構成されており、その3つの接続点はそれぞれ第10乃至第12のノードn
10
〜n
12
に接続される。以下では、第10乃至第12のノードn
10
〜n
12
を流れる電流をそれぞれ電流i

,i

,i

と称する。
【0040】
スイッチ素子S
up
,S
vp
,S
wp
,S
un
,S
vn
,S
wn
はそれぞれ、直列に接続された2つのスイッチ素子を含んで構成される双方向スイッチである。具体的には、スイッチ素子S
up
は、直列に接続されたスイッチ素子G
pu
,G
up
と、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成される。また、スイッチ素子S
vp
は、直列に接続されたスイッチ素子G
pv
,G
vp
と、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成され、スイッチ素子S
wp
は、直列に接続されたスイッチ素子G
pw
,G
wp
と、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成され、スイッチ素子S
un
は、直列に接続されたスイッチ素子G
nu
,G
un
と、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成され、スイッチ素子S
vn
は、直列に接続されたスイッチ素子G
nv
,G
vn
と、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成され、スイッチ素子S
wn
は、直列に接続されたスイッチ素子G
nw
,G
wn
と、これらと並列に接続されたスナバキャパシタとによって構成される。これらスイッチ素子G
pu
,G
up
,G
pv
,G
vp
,G
pw
,G
wp
,G
nu
,G
un
,G
nv
,G
vn
,G
nw
,G
wn
はそれぞれ、例えばMOSFETやIGBTなどの半導体素子と、この半導体素子と並列に接続されたダイオードとを含んで構成される片方向スイッチである。
【0041】
スイッチ素子G
pu
,G
up
は、第1のノードn

と第10のノードn
10
との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子G
pv
,G
vp
は、第1のノードn

と第11のノードn
11
との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子G
pw
,G
wp
は、第1のノードn

と第12のノードn
12
との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子G
nu
,G
un
は、第2のノードn

と第10のノードn
10
との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子G
nv
,G
vn
は、第2のノードn

と第11のノードn
11
との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子G
nw
,G
wn
は、第2のノードn

と第12のノードn
12
との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。なお、双方向スイッチを構成する2つのスイッチ素子の接続について、ここではそれぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続されるとしたが、それぞれのダイオードのカソードが相互に接続される向きで接続されることとしてもよい。
【0042】
スイッチ素子G
pu
,G
up
,G
pv
,G
vp
,G
pw
,G
wp
,G
nu
,G
un
,G
nv
,G
vn
,G
nw
,G
wn
を構成する半導体素子の制御電極のそれぞれには、制御装置4から個別の制御信号が供給される。各制御信号は、それぞれハイ又はローいずれかの値を取る信号である。制御装置4は、これらの制御信号の値を個別に制御することにより、スイッチ素子G
pu
,G
up
,G
pv
,G
vp
,G
pw
,G
wp
,G
nu
,G
un
,G
nv
,G
vn
,G
nw
,G
wn
それぞれのオンオフ状態を個別に制御する。
【0043】
保護回路35は、転流失敗時のリアクトル電流i

を吸収するための回路であり、フルブリッジ接続された4つのダイオードからなる整流回路と、この整流回路と並列に接続された平滑コンデンサ及び負荷とによって構成される。負荷の両端電圧はV

である。整流回路の2つの入力端はそれぞれ、第1のノードn

及び第2のノードn

に接続される。
【0044】
図2は、電力変換装置1の高周波等価回路を示す図である。同図に示すように、電力変換装置1は、高周波数で動作する場合においては、電圧v
MC
を出力する電源回路と、電圧nv
INV
を出力する電源回路とがリアクトルLを挟んで直列に接続された回路と等価である。
【0045】
図1に戻り、制御装置4は、外部から供給される電力指令値P

及び力率角指令値α

と、電圧e

,e

,e

,V
dc
の各値とに基づき、スイッチ素子S
up
,S
vp
,S
wp
,S
un
,S
vn
,S
wn
,G

〜G

それぞれのオンオフ状態を制御する装置である。制御装置4がこの制御を行うことにより、電力指令値P

により指定された電力を力率角指令値α

により指定された力率角で、系統電源2から負荷3に対し(力行の場合)、又は、負荷3から系統電源2に対し(回生の場合)、伝送することが実現される。力行時と回生時のそれぞれにおける制御装置4の動作は、後述する位相差δの符号が入れ替わることのほかは、基本的に同一である。そこで以下では、力行時に着目して説明を続ける。
【0046】
図3は、力行時における電圧e

,e

,e

,v
MC
,v
INV
、電流i
eu
,i
ev
,i
ew
,I
dc
,i

、及び電流I
dc
の指令値I
dc

(=P

/V
dc
)の各波形のシミュレーション結果を示す信号波形図である。詳しいシミュレーション条件は、表1に記載したとおりである。図3には、電圧e

,e

,e

によって表される三相交流の1周期分を示している。図4は、図3の一部(0.01秒から0.00014秒分)の拡大図である。
【0047】
【0048】
三相交流の1周期は、電圧e

,e

,e

の位相に応じて、図3に示すように12個の空間I〜XIIに分けることができる。具体的には、電圧e

の位相が0以上π/6未満である空間I、π/6以上π/3未満である空間II、π/3以上π/2未満である空間III、π/2以上2π/3未満である空間IV、2π/3以上5π/6未満である空間V、5π/6以上π未満である空間VI、π以上7π/6未満である空間VII、7π/6以上4π/3未満である空間VIII、4π/3以上3π/2未満である空間IX、3π/2以上5π/3未満である空間X、5π/3以上11π/6未満である空間XI、11π/6以上2π未満である空間XIIに分けることができる。図4に示した波形は、このうち空間IVの一部に相当する。
【0049】
空間I〜XIIそれぞれにおける制御装置4の動作は、電圧e

,e

,e

の大小関係に応じて制御対象となるスイッチ素子が入れ替わること、及び、電圧e

,e

,e

のうち中間の値を取るものの符号に応じて出力電圧が変わる場合があることのほかは、基本的に同一である。そこで以下では、空間IV(e

>e

>e

)に着目して説明を続ける。
【0050】
図5及び図6はそれぞれ、電圧v
MC
,nv
INV
及びリアクトル電流i

の力行時の波形を模式的に示す信号波形図である。図5には、図1に示した電圧V
dc
の値が相対的に小さい例(具体的には、nV
dc
/e

=0.25)を示し、図6には、図1に示した電圧V
dc
の値が相対的に大きい例(具体的には、nV
dc
/e

=0.5)を示している。なお、図5及び図6に示した電圧e

及びe

は、それぞれ次の式(3)(4)により表される。ただし、式(3)に示した電流i


は電流i

の指令値である。電流i

,i

,i

の指令値i


,i


,i


は、式(5)によって表される。
(【0051】以降は省略されています)

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